基于TMS28035的MMC的控制系统设计与实验研究

马 凯，于佳丽

（天津大学电气自动化与信息工程学院，天津300072）

2001年，德国学者提出了一种新型多电平变流器——模块化多电平变换器MMC（modular multilevel converter）。它的主要拓扑特点[5]是模块化的结构，可扩展性强，同时由于电平数多，输出电压谐波含量少，可以省去输出滤波器。所以MMC非常适合应用在中高压大功率变换场合，如高压直流HVDC（high voltage directive current）输电领域的定频运行[9，12]，或者高压大功率交流调速领域[1]，对于MMC的主要研究热点集中于数学模型[3]、调制策略[4]、环流抑制、电容电压平衡[7]、直流母线或子模块故障、冗余控制和不平衡电网电压下的控制等方面，其中绝大部分控制技术需要测量子模块的电容电压进行平衡控制，当变流器子模块数较多时，大量的电压传感器使用引入的测量精度和控制延时等问题，使系统可靠性大大降低，成本增加。文献[13]对传感器引起的延时进行了适当的补偿，但这并没有减小电压传感器；文献[14-15]提出了电容电压观测算法，但是观测器设计很复杂，增加了系统设计的难度；文献[16]提出依靠桥臂采样电流估计电容电压值并根据测量桥臂电压值来修正电容电压以减小通信负担的方法，然而这些都未能减少电压传感的使用。

本文提出了一种简单的检测技术——桥臂电压分时检测方法，每个桥臂需要1个电压传感器，电容电压估计算法获得1个桥臂所有子模块的电容电压，结合排序算法，实现桥臂各个子模块电容电压的均衡。另外，本实现不同于传统采取FPGA与光纤通信的方法，而以TMS28035作为控制芯片，集采样、故障保护、PWM输出、数据选通于一体，使得整体结构设计更加简单。

1 三相MMC拓扑结构及其工作原理

图1为三相MMC的拓扑，它由6个桥臂构成，每个桥臂由若干个子模块和1个电感串联，每个子模块由1个半桥逆变单元和1个电容并联组成，半桥逆变单元由2个反并联二极管的IGBT串联组成。MMC的子模块单元在正常工作时有3种基本的工作模式，即电容充电、电容放电和旁路。由图1可知，当桥臂电流通过D1由A点流入子模块时，电容充电；当桥臂电流通过T1由A点流出子模块时，电容放电；当桥臂电流通过T2或D2流通时，子模块处于旁路状态。通过适当选择开关器件的通断状态，实现子模块单元在桥臂中的投切，在MMC交流侧可得到多电平或脉宽调制的输出电压。

图1 三相MMC的拓扑Fig.1 Topology of three-phase MMC

本文采用统一电压调制方法，基本原理可以表示为

式中：non_up、non_down为上、下桥臂导通模块数，其中整数部分为本桥臂接入的模块数，小数部分则是本桥臂进行PWM控制模块的占空比；Udc为直流母线电压；为输出电压参考值；Ucap为子模块电压额定值。上、下桥臂导通模块数确定后，由电容电压排序算法确定投入的模块向量表。

传统电容电压排序的全排序投切方式是根据模块电容电压排序结果以及桥臂电流方向确定模块投入状态，因排序结果具有随机性和高频切换特征，这将导致较大的开关损耗。为了解决这一问题，本文在全排序投切的基础上，结合了状态记忆排序算法[17]，即检测到桥臂电流较小时MOS管开关损耗小，采用全排序方法，容易实现子模块电容电压的均衡；检测到桥臂电流较大时，考虑减小管子开关损耗，采用状态记忆排序方式，一定程度上可忽略电容电压的均衡效果。

2 模块电容电压分时检测方法

由于统一电压调制保证了每一时刻上下桥臂各仅有一个模块处于PWM调制状态。基于此，本文提出MMC电容电压分时检测方法，基本思路是：上、下桥臂各设置一个电压检测模块和桥臂电流检测模块，电压检测模块对不同时刻桥臂电压测量，通过差运算得到被PWM调制模块的电压，对未被PWM调制模块的电容电压通过桥臂电流采样值积分进行估计。具体原理如图2所示，设MMC算法的控制周期为2T，其中T为载波周期，图2中k时刻（即PWM调制模块高电平投入时刻）对上、下桥臂电压采样，并读取电压采样值，记为u1；同时在当前时刻对上、下桥臂电流采样值，记为iup,down，在k1时刻（即PWM调制模块低电平旁路时刻）再次对上、下桥臂电压采样，并读取电压采样值，记为u2，被PWM调制的模块电容电压记为ucur，则有

除PWM调制的模块外，桥臂剩余模块的电容电压可表示为

图2 PWM调制载波与占空比信号示意Fig.2 Schematic of PWM modulation carrier and duty cycle signal

式中：uup,down_i为第i个模块的电容电压；C为电容；Su,d_i为上、下桥臂第i个模块的占空比；iup,down为上、下桥臂检测电流；uup,down_i_old第i个模块tk-2T时刻的电容电压。

为了避免电流积分对电容电压估计的偏差，应保证在一定时间内对所有子模块按序PWM调制一遍，即强制按序检测模块电容电压。具体操作是在程序中设定一个最短判断时间TC，判断在该时间中是否始终存在未被PWM调制的模块，若有，则强制使该桥臂内的所有子模块依次被PWM调制1次，每个子模块被调制的时间为2T，通过电压传感器检测被PWM调制模块的电容电压，更新式（3）中的积分器初值。

传统MMC系统通过独立电压传感器测量子模块电容电压，得到子模块电容电压状态表。本文模块电容电压分时检测法通过检测被调制模块的电压，同时利用桥臂电流估计未被调制模块的电容电压得到电容电压状态表。通过统一电压调制方式和第1节提到的2种综合排序方式，开环实现电容电压均衡。

3 软件设计

MMC系统将直流母线电压逆变成多电平交流电压输出。软件整体思路为：系统上电前先对模块电容预充电，充电完毕后，在PWM中断里对模块电容电压进行排序，计算出投入模块的向量表。中断时刻图如图3所示。获得模块电容电压时，要求在图3中k时刻进入采样电流/电压中断1（简称中断1），采集电容电压和桥臂电流；在k1时刻进入采集电压中断（简称中断2），采集桥臂电压并预输出驱动信号，为下一拍PWM中断发出同步触发信号做准备。

图3 中断时刻图Fig.3 Interrupt time diagram

上电后首先执行主函数对系统进行配置，保证后续程序的正常运行，主程序流程如图4所示。

图4 主程序流程Fig.4 Flow chart of main program

3.1 PWM中断

PWM中断是程序主中断，程序流程如图5所示，主要计算部分都在PWM中断中实现。进入PWM中断，先对子模块驱动信号赋值，实现同步输出，该赋值向量是上一拍PWM中断的计算结果；然后根据强制标志位判断是否进入强制检测模式，强制检测要保持到所有模块均被检测一遍为止；非强制检测模式中程序根据桥臂电流采样结果的大小决定进入的投切方式；最后得到桥臂占空比相量，为下一次同步输出驱动信号做准备。

图5 PWM中断程序流程Fig.5 Flow chart of PWM interrupt program

3.2 采样中断

图6是中断1流程，图7是中断2流程，在图3中的k1时刻进入该中断，读取上/下桥臂电压并与k时刻的采样电压相减得到被调制模块的电压。

图6 中断1流程Fig.6 Flow chart of interrupt 1

图7 中断2流程Fig.7 Flow chart of interrupt 2

式（3）经过离散化，代入电流值和模块占空比相量，计算得到其他模块电容电压。赋值地址和占空比相量（子模块开关状态数据），准备在下一次同步信号到来时，输出该驱动数据。

4 实验平台设计、仿真及实验

4.1 平台概述

本文使用一颗DSP28035作为控制芯片，其集采样、故障保护、PWM输出和数据选通功能于一体，该MMC系统控制电路电源和驱动电路电源均采用独立电源供电，MMC实验平台原理如图8所示，主要包括信号采集及调理电路、过流/过压及欠压故障检测、保护电路、MOSFET驱动电路、模块地址选通电路。主回路部分选用IRPF250作为子模块开关管，驱动选日本富士生产的EXB841集成驱动，桥臂主回路设计参考了文献[7]。

图8 MMC实验平台原理Fig.8 Schematic of MMC experimental platform

图9是信号驱动过程示意。DSP输出PWM地址信号和模块占空比相量作为驱动信号，经过电平转换变为TTL电平，通过地址选通电路选中被采样的模块。同步触发和死区电路分别保证赋值给EXB841信号同步和特定死区时间。

设计并制作了MMC单相实验平台，系统实物如图10所示。为了验证本文所提算法的有效性，搭建了主电路，驱动阻感负载完成子模块电压分时检测实验的验证，表1和表2分别为MMC平台的电路参数和负载参数。

图9 驱动过程示意Fig.9 Schematic diagram of driving process

图10 MMC系统实物Fig.10 Specimens of MMC system

表1 MMC电路参数Tab.1 MMC circuit parameters

表2 负载参数Tab.2 Load parameters

4.2 仿真及实验结果

仿真电路及负载参数如表3所示。仿真中的桥臂电感取0.6 mH，桥臂电流阈值设为0.3 A，桥臂电流如图11所示。由图可见，电流基波频率为50 Hz，高频分量不明显，桥臂电流峰值为2 A。模块电容电压波动在74.0～75.5 V之间，模块电容电压波动率约2%。图12是电容电压估计算法得到的结果与电容电压真实值对比，仿真结果证明该算法能够有效保证模块电容电压估计值接近模块电容电压真实值。

表3 仿真电路及负载参数Tab.3 Parameters of simulation and load

变流器直流母线电压为60 V，桥臂由12个模块级联，模块电容为2 200 μF，桥臂电感为0.47 mH。实验负载为阻感负载，参数见表3。图13和图14分别是MMC在调制波设定频率50 Hz、峰值28 V、桥臂电流阈值0.6 A时的输出电压实验波形和输出电流波形，可见，调制系数接近1，输出电压是9电平波形，正弦度好；输出电流峰值约3.6 A，正弦度较好。由于载波频率不高，输出电流带有高频毛刺成分。

图11 上下桥臂仿真电流Fig.11 Upper and lower bridge-arm simulation currents

图12 模块电容电压估计值与真实值Fig.12 Estimated and real values of module capacitance voltage

图13 输出电压实验波形Fig.13 Experimental waveform of output voltage

图14 输出电流实验波形Fig.14 Experimental waveform of output current

图15是示波器测量得到的MMC上桥臂电压，每时刻上桥臂6个模块最多有4个模块开通，得到5电平的正弦波，每个模块电容电压约15 V，波形正弦度较好。LEM电压传感器测量上桥臂电压后经过运放、滤波调理电路，输出峰值1.6 V模拟测量信号如图16所示。在DSP中解算该模拟量，得到被调制模块的电容电压。

图15 上桥臂电压真实值Fig.15 Real value of upper bridge-arm voltage

图16 上桥臂电压传感器采集波形Fig.16 Waveform sampled by voltage sensor on upper bridg-earm

图17 实验模块电容电压真实值与估计值对比Fig.17 Comparison between real and estimated values of module capacitance voltage in the experiment

实验模块电容电压真实值与估计值对比如图17所示。图17（a）是示波器采集电压波形，模块电容电压在14.9～15.3 V之间波动，波动率为2.6%。图17（b）是根据DSP采集的数据，经处理后在上位机绘制的模块电容电压估计值的波形，波动范围在14.9～15.25 V之间。可以看出估计值能够较真实地反映真实值。

仿真及实验结果表明，依据该检测方法设计的MMC系统能够实现模块电容电压的准确估计，并且能够正常带载运行，输出电压及输出电流波形有良好的正弦度，具备一定的带载能力。

5 结语

针对MMC控制系统大量传感器所引入的控制和成本的问题，本文提出模块电容电压分时检测策略，实验结果表明分时检测策略能保证系统正常工作，桥臂电压的检测基本接近真实值，子模块电压能控制在允许的波动范围内。但当桥臂子模块明显增多时，桥臂电压与子模块电压数值上相差较大，检测PWM调制模块的电容电压时，需要折衷考虑传感器量程与精度的问题。

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