基于SiC MOSFET的移相全桥ZVS变换器

苏 敏，邹旭东

（1.华中科技大学中欧清洁与可再生能源学院，武汉430074；2.华中科技大学强电磁工程与新技术国家重点实验室，武汉430074）

直流变换器（DC/DC）是电力电子变换装置的一个重要应用分支，随着电力电子技术的普及，以DC/DC变换为核心的开关电源应用越来越普遍，是当前电源产业重要的方向之一。新一代电力电子变换器需要满足效率高、功率密度高、可靠性高和成本低等要求。目前基于硅半导体材料的功率器件其性能接近材料理论极限，在通态电阻、寄生参数、开关频率、耐压特性和耐高温特性上难以通过技术革新和工艺改进有长足的提高。

为此，本文使用SiC材料的开关器件，使用非晶、超微晶等方面的优化设计，大大提高了直流变换装置的效率、增大了直流变换装置的功率密度，减小了直流变换装置的体积尺寸，提高了变换装置的可靠性。文献[1-2]详细分析了移相全桥DC/DC变换器的工作原理及设计过程。但传统移相全桥ZVS变换器在低压大电流情况下整流二极管导通损耗较大，降低了变换器效率[3，4]。本文采用在变压器副边多个MOSFET并联的同步整流技术来代替二极管整流。但由于副边整流管工作在高频硬开关状态，整流管的结电压会与变压器的漏感或外加谐振电感产生谐振，导致整流管存在电压震荡和电压尖峰，尖峰电压最大能够达到二极管正常工作电压的2倍，从而使整流管损耗增大，严重影响整流管使用寿命。文献[5]采用RCD缓冲电路，能够很好地抑制输出整流管上的电压尖峰和振荡，但仍然有能量消耗在电阻上，不利于效率的提高；文献[6]采用有源箝位电路，既可以抑制振荡、又不存在损耗，但需要增加开关管和相应的驱动电路，成本提高。本文采用在变压器原边加箝位二极管的方法来抑制尖峰电压。简单方便，且抑制电压尖峰和振荡效果显著。

1 移相全桥ZVS变换器拓扑

1.1 二极管整流和同步整流功耗

在低压大电流输出的DC/DC变换器中，通常采用肖特基二极管作为整流管，典型压降为0.3～1 V，整流管的导通损耗占总损耗的很大部分。二极管正向导通时，其等效电路为等效电阻串联电压源的形式，其导通损耗的计算公式为

式中：n为并联二极管的个数；I为流过二极管的电流；Rds为相应的导通电阻；VF为二极管导通压降。若忽略其导通电阻，则整流电路消耗的功率占总输出功率的比值为

式中，Vo和Io分别为输出电压和输出电流。

选取市场上不同耐压等级的肖特基二极管，计算其消耗功率与总功率的百分比，如图1所示。

图1 整流二极管消耗功率占总功率的百分比Fig.1 Percentage of the power consumed by rectifier diode to the total power

由图1可以得出，整流二极管在低压大电流情况下，损耗较大，从而使开关电源的温度上升，可能会造成系统运行不稳定、元器件的寿命降低等后果。而MOSFET具有双向导通的特性，当MOSFET反向导通时，呈线性的伏安特性，等效电路为一个电阻。低漏源极电压的MOSFET导通电阻极低，通常为几mΩ，因此，导通压降极低。在大电流的情况下，可将多个MOSFET并联使用，等效为通态电阻并联，可获得更小的通态电阻和通态压降，从而极大地减小功率损耗。

1.2 输出整流管电压振荡及抑制

传统移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器其副边整流管通常工作在高频硬开关状态，输出整流管的结电容会与变压器的漏感或外加谐振电感产生谐振，导致整流二极管存在电压振荡和电压尖峰，尖峰电压最大能够达到二极管正常工作电压的2倍，从而使二极管损耗增大，严重影响二极管使用寿命。采用原边加箝位二极管的方法，其在抑制电压尖峰和振荡上效果显著，且结构简单，易于实现。

1.3 隔直电容对电路的影响

实际电路中，开关管导通时间和通态压降不可能完全一致，导致vAB不可能是纯粹的交流电压，而含有一定的直流分量，直流分量会导致变压器铁芯磁化，励磁电流增大，会损坏开关管。在变压器原边串联隔直电容来抑制直流磁化。但隔直电容与谐振电感和变压器有四种可能组合。本文采用变压器与滞后桥臂连接，隔直电容与变压器串联，Cb上的直流电压分量不会导致原边电流正负半周不对称。

2 移相全桥ZVS变换器工作原理

基于上述分析，移相全桥ZVS变换器采用隔离型拓扑；前级为移相全桥，采用ZVS技术；后级为全波整流，采用同步整流技术,其拓扑结构及主要波形如图2所示。前级开关管采用SiC MOSFET，提高开关频率，减小通态损耗；高频变压器和滤波电感的设计采用超微晶材料，提高系统的功率密度。各开关模态下的等效电路如图3所示。

1）开关模态 0（t0时刻前）

在 t0时刻前，Q1、Q4和 QS1导通，QS2截止， 原边向副边传递能量。

2）开关模态 1（t0～t1）

t0时刻，Q1关断，原边电流给C1充电，同时给C3放电，VAB下降。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。随着VAB的下降，变压器原边电压也下降，其副边电压相应下降，同步整流管的驱动电压不足，此时MOSFET关断，副边电流流经其体二极管DS1，输出整流管QS2的结电容CS2开始放电。t1时刻，C1的电压上升到Vin，C3的电压下降到0，D3导通。

3）开关模态 2（t1～t2）

图2 移相全桥ZVS变换器拓扑和主要波形Fig.2 Topology and main waveforms of phase-shift fullbridge ZVS converter

D3导通后，可以零电压开通Q3。当A点电位降为零时，C点电压还没有下降到0，此时整流侧DS1继续导通，QS2的结电容继续放电，ip继续下降。t2时刻，QS2的结电容放电结束，DS2导通，C点电压下降到0。

4）开关模态 3（t2～t3）

DS1和DS2同时导通，将变压器原副边电压箝位在 0，此时 A、B、C 三点电压均为 0，iLr与 ip相等，处于自然续流状态，并且保持不变。

5）开关模态 4（t3～t4）

t3时刻，Q4关断，iLr给 C4充电，同时 C2放电。由于C2和C4的存在，Q4零电压关断。由于DS1和DS2都导通，变压器原副边电压均为0，VAB直接加在Lr上。因此，在这段时间，实际上Lr和C2、C4在谐振工作。到t4时刻，C4的电压上升至Vin，C2的电压下降到0，D2自然导通。

6）开关模态 5（t4～t5）

在t4时刻，D2自然导通，将Q2的电压箝位在0，此时可以开通Q2，Q2是零电压开通，虽然此时Q2已开通，但Q2不流经电流，ip由D2流通。DS1和DS2继续同时工作，变压器副边电压为0，Vin全部反向加在Lr上，使iLr和ip同时线性下降。在t5时刻，iLr和ip下降到0，D2和D3自然关断。

7）开关模态 6（t5～t6）

从t5时刻开始，ip和iLr过零后向负方向增加，流过Q2和Q3。由于ip仍不足以提供负载电流，DS1和DS2继续同时导通，Vrect=0。Vin全部反向加在Lr上，使iLr和ip线性下降。在t6时刻，ip达到折算至原边的输出滤波电感电流，DS1关断，输出滤波电感电流全部流过DS2。

8）开关模态 7（t6～t7）

从t6时刻开始，Lr与CS1谐振工作，给CS1充电，ip和iLr继续增加。在 t7时刻，CS1的电压上升至2 Vin/K，同时VCB下降至-Vin。由于B点电压为Vin，因此C点电压降到0，使箝位二极管Dc2导通，将VCB箝位在-Vin，相应地，CDS1电压被箝位在2 Vin/K。

9）开关模态 8（t7～t8）

当Dc2导通后，ip阶跃下降到折算至原边的iLf，而iLr保持-I3不变，它与ip的差值从Dc2中流过。在这段时间内，iLr线性增加，ip反向线性增加，Dc2的电流线性下降。t8时刻，ip和iLr相等，Dc2自然关断，该模态结束。

10）开关模态 9（t8～t9）

图3 各种开关模态下等效电路Fig.3 Equivalent circuits in various switching modes

在此模态中，原边给副边提供能量，ip和iLr相等。

3 变换器损耗计算

变换器主要包括前级的移相全桥、隔离变压器和后级的同步整流，表1为主电路的参数，根据主电路参数可以计算整个变换器的损耗。

表1 主电路参数选型Tab.1 Parameters and types of the main circuit

3.1 前级移相全桥和后级整流

图4为MOSFET的开通和关断波形。图中，t0时刻开始有驱动信号；t1时间段内，门极电压Vgs上升至门槛电压Vth；t2时段内，漏极开始流过电流，并上升至最大值，门极电压Vgs到达米勒平台电压Vgp；t3时间段内，一直处于米勒平台，Vds由最大值下降到0；t3之后MOSFET完全开通。

图4 MOSFET开通关断波形Fig.4 Waveforms of MOSFET switching

（1）MOSFET开关损耗分别为

式中：fs为系统的开关频率；Vds为开关管两端电压；Id为漏极电流。

（2）MOSFET导通损耗如下。

当MOSFET完全导通后，其等效于一个导通电阻，因此其导通损耗为导通电阻所消耗的能量，即

式中:Rds（dio）为 MOSFET 等效导通电阻；Ton为导通时间；fs为开关频率；Don为占空比。

当MOSFET关断后，电流流经续流二极管，二极管导通后相当于一个电压源，

式中：Rds（dio）为二极管导通电阻；n 为二极管并联个数。

单管MOSFET在一个工作周期内的导通损耗为

除开关损耗和导通损耗外，单管MOSFET损耗还包含输出电容损耗和驱动损耗，即

式中:Qg为总的门极电荷；Coss为MOSFET的输出电容；Vgs为MOSFET门极驱动电压。

根据以上分析可计算出在不同开关形式和整流方式下的功率损耗，如表2所示。

表2 不同开关形式和整流方式下的功率损耗Tab.2 Power losses under the condition of different switch types and rectify methods

3.2 隔离变压器

高频变压器选材为超微晶材料，主要取决于其开关损耗和工作磁密度。图5是高频变压器铁芯损耗特性曲线，由开关频率可得隔离变压器损耗。

根据上述分析，可得系统主电路未实现ZVS的总损耗及实现ZVS的系统总损耗（未将滤波电感的损耗计算在内）随开关频率变化的关系曲线如图6所示。由图6可以看出，在本系统中，采取软开关同步整流技术，会比硬开关二极管不控整流的效率高2.4%。

图5 高频变压器铁芯损耗特性曲线Fig.5 Characteristic curves of high-frequency transformer core loss

图6 开关频率和功率损耗的关系曲线Fig.6 Curves of relationship between switching frequency vs power loss

4 MATLAB与Saber协同仿真

对比SiC和Si开关管性能之间的差距，选用相同耐压和耐流值IGBT模块进行建模并仿真验证。

不同开关频率和材质下变压器原、副边电压波形如图7所示。图7（a）是Si-IGBT和SiC-MOSFET模块在20 kHz、50 kHz下变压器原边电压波形；图7（b）是 Si-IGBT 和 SiC-MOSFET 模块在 20 kHz、50 kHz下变压器副边整流电压波形。由两图对比可以看出，在50 kHz开关频率下，Si-IGBT工作不正常，而SiC-MOSFET可正常工作；开关频率降到20 kHz时，Si-IGBT则可以正常工作。由可以验证，SiC材质的开关管，可适用于高开关频率和高输出功率。

图7 不同开关频率和材质下变压器原、副边电压波形Fig.7 Primary and secondary voltage waveforms under the condition of different switch frequencies and materials

图8 超前和滞后桥臂开关管电压、电流及驱动波形Fig.8 Waveforms of MOSFET voltage,current and drive on the lead and lag bridge-arms

图8为在负载分别为25%额定负载、50%额定负载和100%额定负载下超前、滞后桥臂的驱动电压vgs、漏源极电压vds和漏源极电流id波形。由图8可知，开关管在25%负载时，不能实现软开关，在50%和100%负载时可以实现软开关。

图9为原边电压VAB和副边整流后的电压Vrect的波形从图中可以看出，原边没有加箝位二极管的副边整流电压波形存在电压尖峰和振荡，而原边加箝位二极管的副边电压波形很好地抑制了电压尖峰和震荡，对系统有很好的影响。

图10为系统从5%负载突加到满载以及从满载突减到5%负载的动态调节过程。由图可以看出，系统在突加和突减负载的情况下调节迅速，在30 ms内，调节到了稳态，并且系统超调小，满足系统的动态指标要求。

图9 箝位二极管对原边和副边电压的影响Fig.9 Effects of clamp diodes on the primary and secondary voltages

图10 系统动态调节过程波形Fig.10 Waveforms of system in the dynamic adjustment process

5 结语

本文从输入电压高、整机功率大的角度选取全桥变压器隔离式结构，从功率损耗、磁性元件的角度确定了全波整流的变压器副边结构，从减小功率损耗的出发点选用同步整流技术代替二极管不控整流。使用SiC材料的开关器件，采用非晶、超微晶等方面的优化设计，大大提高了直流变换装置的效率，增大了直流变换装置的功率密度，减小了直流变换装置的体积尺寸，提高了变换装置的可靠性。利用Saber建立50 kHz的SiC模型，并通过MATLAB和Saber协同仿真验证了SiC MOSFET具有高频下工作的特点，通过计算功率损耗，比较了软开关和硬开关以及同步整流和二极管整流下的功率损耗，验证了同步整流技术下的软开关具有低损耗的特点。并通过仿真验证了箝位二极管能够很好抑制副边整流管电压尖峰问题。

[1]Sabate J A,Vlatkovic V,Ridley R B,et al.Design considerations for high-voltage high-power full-bridge zero-voltage-switched PWM converter[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition,1990.APEC'90,Conference Proceedings 1990.,Fifth Annual,Los Angeles,CA,USA,1990:275-284.

[2]Redl R,Sokal N O,Balogh L.A novel soft-switching fullbridge DC/DC converter:Analysis,design considerations,and experimental results at 1.5 kW,100 kHz[C].Power Electronics Specialists Conference,1990.PESC'90 Record.,21st Annual IEEE,San Antonio,TX,USA,1990:162-172.

[3]Redl R,Sokal N O,Balogh L.A novel soft-switching fullbridge DC/DC converter:Analysis,design considerations,and experimental results at 1.5 kW,100 kHz[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1991,6（3）:408-418.

[4]阮新波.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].北京:科学出版社,2012.

[5]Mweene L H,Wright C A,Schlecht M F.A 1 kW 500 kHz front-end converter for a distributed power supply system[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1991,6（3）:398-407.

[6]刘松斌,费跃,段志伟.新型移相全桥零电压开关PWM变换器[J].电工技术学报,2011,S1:1-7.Liu Songbin,Fei Yue,Duan Zhiwei.Novel shift-phase fullbridge converter with zero-voltage switching[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2011,S1:1-7（in Chinese）.

[7]张运成.倍流同步整流移相全桥直流变换器的研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2014.Zhang Yuncheng.Research on phase-shifted full-bridge DC/DC converter with synchronous current-doubler rectifier[D].Harbin:Harbin Institute of Technology,2014（in Chinese）.

[8]Rodriguez M,Lamar D G,Azpeitia M A D,et al.A novel adaptive synchronous rectification system for low output voltage isolated converters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011,58（8）:3511-3520.

[9]孔祥浩.倍流整流全桥变换器副边整流管电压振荡的抑制方法[D].南京:南京航空航天大学,2011.Kong Xianghao.Depressing the voltage oscillation across the rectifier diodes of full-bridge converter with currentdoubler-rectifier[D].Nanjing:Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,2011（in Chinese）.

[10]Alou P,Oliver J A,Garcia O,et al.Comparison of current doubler rectifier and center tapped rectifier for low voltage applications[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition,2006.APEC'06.Twenty-First Annual IEEE.IEEE,2006:7.

[11]李俊楠.SiC功率器件特性研究与模拟分析[D].北京:北京化工大学,2012.Li Junnan.Properties investigation and simulation analysis of SIC power device[D].Beijing:Beijing University of Chemical Technology,2012（in Chinese）.

[12]Biela J,Schweizer M,Waffler S,et al.SiC versus Si—Evaluation of potentials for performance improvement of inverter and DC-DC converter systems by SiC power semiconductors[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011,58（7）:2872-2882.

[13]Kan Jiarong,Xie Shaojun,Wu Yunya,et al.High-frequency-link inverter using combined synchronous rectifiers[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2014,61（12）:6769-6777.