一种9～26 GHz 宽带MMIC 低噪声放大器的设计与实现

叶坤，张梦璐，蒋乐，豆兴昆，丁浩

（中科芯集成电路有限公司，江苏无锡 214072）

1 引言

低噪声放大器作为射频接收机前端的关键部分，能够在降低噪声干扰的同时放大天线的接收信号。其较高的增益可以保证对微弱信号的放大及对后级链路噪声的抑制，优良的噪声性能可以提高接收机的灵敏度[1]，因此在进行系统设计时需要低噪声放大器尽量满足宽频带、低噪声、低功耗、高增益等指标要求。

宽带放大器的常见结构包括平衡式、分布式及反馈式结构[2]。文献[3]基于分布式结构实现了0.1～18 GHz 宽带低噪声放大器，增益大于18 dB，噪声系数小于4 dB。文献[4]采用了兰格耦合器的平衡式结构，该低噪声放大器在19～26 GHz 频带内增益高于18 dB，噪声系数典型值为4 dB。文献[5]设计了两级级联的并联负反馈式低噪声放大器，工作频段为2～20 GHz，增益典型值大于20 dB，噪声系数典型值为3 dB。查阅文献可以发现，相比于其他两种放大器，反馈式放大器结构简单，更容易实现。

本文基于0.15 μm GaAs 赝配高电子迁移率晶体管（pHEMT）工艺设计了一款工作频段在9～26 GHz 的宽带低噪声放大器，采用三级共源放大电路级联的拓扑结构，通过负反馈及电流复用结构改善增益平坦度、带宽、功耗等性能。该芯片具有较宽的频带、较低的功耗和噪声系数，可应用于无线通信、卫星接收、雷达及电子对抗等设备。

2 电路设计

2.1 器件选型

在设计低噪声放大器时，管芯尺寸和偏置点的选择在一定程度上决定了芯片的噪声、功耗及输出功率等性能，而电感的品质因数Q 则对电路的功率及噪声匹配有较大的影响，因此在进行电路设计前需要先选择合理的管芯大小、直流偏置点以及电感模型。

2.1.1 管芯

通常情况下，在一定范围内减小管芯的栅宽可以降低噪声系数，但同时也会降低增益；在总栅宽一定时，增大栅指数可以优化噪声性能[6]。级联系统的噪声系数NF为

其中，NFn和Gn分别为第n 级的噪声系数和增益[7]。

分析可知，第一级放大电路的晶体管及匹配网络噪声对整体噪声系数影响最大；提高前级电路的增益可以降低后级对噪声性能的影响，因此在选择管芯尺寸时需要保证第一级的噪声尽量低，前级的增益较高，而最后一级管芯则决定了输出功率。

对管芯模型进行仿真，并结合工艺提供的测试数据分析噪声、增益、功率等指标，确定本设计选择三级4×50 μm 的耗尽型晶体管，三级管芯的直流偏置点如表1 所示。通过仿真可知，第一级管芯在该偏置条件下工作频带内的噪声系数约为1 dB，同时对末级管芯进行负载牵引得到单管的输出功率1 dB 压缩点，考虑到匹配损耗等因素，可满足设计指标对于噪声和功率压缩点的要求。

表1 三级管芯的直流偏置点

2.1.2 电感

电感在放大器设计中常用于阻抗匹配、射频扼流，其主要性能指标有感值L 和品质因数Q。其中，Q 值对于电路的功率及噪声匹配有较大的影响，Q 值越大，电感的损耗越小。

单片集成电路中最常用到的电感模型是平面螺旋电感，其感值L 的计算式[8]为

其中，μ 为磁导率，m 为电感线圈匝数，davg为内外径的算术平均值，ρ 为反映电感内外径din、dout比例的系数，c1～c4是电感的几何形状系数。

Q 值的计算式[8]为

其中，f 为频率，R 为微带阻值，Rs为导电材料表面阻值，K 为修正因子，l、s、w 分别为电感的长度、线宽及间距。

由以上公式可以看出，在感值不变的情况下提高Q 值的方法包括增大线宽、改变电感形状等。对于电感形状的选择，圆形电感的Q 值相对较高，但其对于工艺的要求更高，且输入、输出端口位置难以更改，较为局限；考虑到布版和尺寸等因素，本文选择布局方式更加灵活、面积更小的方形电感。

2.2 电路设计

本文设计了一款电流复用与负反馈结构结合的宽带低噪声放大器，在9～26 GHz 频带内实现高增益、低功耗和低噪声。放大器的整体电路结构如图1 所示，从图1 可以看出，放大器为单电源供电，采用三级共源放大电路级联结构。其中，第一级保证尽量低的噪声系数，第二级用于展宽频带、提高增益，第三级保证满足输出驻波及功率的要求。

图1 放大器的整体电路结构

2.2.1 匹配及偏置电路

本设计为宽带低噪声放大器，因此在设计匹配电路时需要实现宽带和低噪声匹配，同时兼顾增益、平坦度及输入输出驻波等指标，在参数调节时根据电路结构特性及设计要求划定指标优先级，进行合理的取舍。

输入及第一级晶体管匹配以噪声匹配作为第一优先级，并在满足输入驻波要求的同时尽可能提高增益以降低后级电路对噪声的影响；输出匹配着重于提高输出功率、改善输出驻波，设计时尽量选择高Q 值电感以降低损耗，尤其是输入端电感，其损耗直接叠加到整体噪声中。电容C1、C9 在参与匹配的同时还起到隔离直流信号、保护端口的作用。

级间匹配网络可降低信号的传输损耗，提高电路增益，调节增益平坦度，同时对驻波和稳定性也有一定的影响。设计时通过调节级间及并联负反馈的元件值使各级放大电路之间达到较好的匹配。

偏置电路可以滤除直流电源的干扰，为晶体管提供稳定的工作电压和电流，同时也在一定程度上参与匹配。由于放大器采用单电源供电，而耗尽型晶体管的开启条件需要栅源电压为负，因此在源极并联RC结构，通过自偏置为第一、三级晶体管提供源极电压[9]，此外还通过电阻R8 和R9 实现分压，为第二级晶体管提供合适的栅极电压。

2.2.2 负反馈结构

图2 为负反馈结构示意图，包括漏极与栅极间的并联负反馈、源极串联负反馈。

图2 负反馈结构示意图

在进行放大器设计时一般会在源极串接电感来调节匹配并改善稳定性，但该电感通常较小，工艺难以实现，且感值较为敏感，易受精度、温度等因素干扰导致感值偏差从而影响放大器的性能，因此本文采用微带线代替电感作为反馈元件，通过调整反馈量平衡阻抗匹配和噪声匹配，改善电路的稳定性，使电路既有良好的噪声性能又能达到较好的增益。

并联负反馈结构可以有效地扩展带宽、调节驻波及稳定性、改善增益平坦度[10]，但由于结构中包含阻性元件，在一定程度上会增加噪声干扰。根据2.1.1 节对噪声性能的分析，在设计时仅在第二、三级引入并联负反馈，以降低其对整体噪声性能的影响。

电阻的引入还可以调节电路的低频增益，其阻值与反馈量成反比[11]，阻值减小时反馈量增大会导致低频增益下降，噪声系数变差；而反馈量减小时回波损耗会有一定恶化。设计时需要权衡各项指标，调整阻值引入合适的反馈量。电感可减少反馈回路在高频段的反馈量，补偿管芯高频增益的下降，改善增益平坦度。

2.2.3 电流复用结构

为解决多级级联结构的高功耗问题，本文通过电流复用结构对电路进行改进[12]，采用电感L13 连接晶体管M1 的漏极和晶体管M2 的源极，形成如图3 所示的直流通路。

图3 电流复用结构直流通路示意图

静态工作时晶体管M1 和M2 共用电流，漏极电压VDD通过晶体管等效电阻及R1 分压为晶体管M1、M2 提供合适的漏源电压；交流工作时电感L13 隔离高频信号，由晶体管M1 放大的信号通过电容C3 传输至晶体管M2 的栅极，实现进一步放大。

这种电流复用结构可以有效降低功耗，在不增加额外电流的情况下改善电路的增益。同时由于电流和功耗降低，在第一级管芯选择时可以有更多的余量，从而进一步优化芯片的噪声性能。

3 测试结果

宽带低噪声放大器采用0.15 μm GaAs pHEMT工艺实现，尺寸为1.75 mm×1.05 mm。芯片工作频段为9～26 GHz，工作电压为+5 V，静态电流为55 mA，采用微波探针台、矢量网络分析仪、信号源等仪器对放大器的S 参数、噪声及功率压缩点进行测试。

图4 为芯片的仿真与实测结果对比，其中红色曲线为测试结果，蓝色曲线为仿真结果。从图4 可以看出，芯片实测增益大于18 dB，具有一定的正斜率；输入驻波小于1.7，输出驻波小于1.5，端口实现了良好的匹配；输出功率1 dB 压缩点在13～15 dBm；带内噪声系数不大于2.5 dB，在19 GHz 处噪声系数最低为1.9 dB；反向隔离度的绝对值大于36 dB。

图4 低噪声放大器芯片仿真与实测结果对比

从对比结果可以看出，增益及反向隔离度的实测和仿真结果吻合较好，驻波、输出功率压缩点及噪声在一定程度上有所恶化，其原因可能是仿真模型精准度不够以及工艺精度误差造成的器件尺寸差异导致性能变动。

低噪声放大器性能对比如表2 所示，通过表2 可以看出，本文设计的宽带低噪声放大器在噪声性能、功耗等方面存在优势，具有较好的应用前景。

表2 低噪声放大器性能对比

4 结论

本文采用0.15 μm 耗尽型GaAs pHEMT 技术设计并实现了一种工作在9～26 GHz 的宽带低噪声放大器，最终实现的芯片尺寸为1.75 mm×1.05 mm，采用三级共源放大电路级联，通过电流复用降低电路功耗，并引入并联负反馈结构实现宽频带和较好的增益平坦度。芯片在+5 V 工作电压下，静态电流为55 mA，工作频段内实测增益大于18 dB，噪声系数不大于2.5 dB，1 dB 压缩点输出功率大于13 dBm，具有宽频带、低噪声、低功耗、面积小等性能优势。