Ku 波段200 W GaN 功率放大器的设计与实现

苏 鹏，顾黎明，唐世军，周书同

（南京电子器件研究所，南京 210016）

1 引言

作为雷达和通信系统中的关键元器件，功率放大器的能耗占到了系统能耗的很大一部分，所以提高单个功率放大器的效率和功率可以极大地降低系统的能耗，同时还能减小整机系统的尺寸和重量，这对于雷达和卫星通信系统来说至关重要。作为采用第三代宽禁带化合物半导体材料制作的功率器件，GaN 高电子迁移率晶体管（HEMT）具有功率密度大、击穿电压高、附加效率高、散热能力强等特点，在功率器件应用领域相较于第一代半导体Si 和第二代半导体GaAs具有明显的性能优势。同时GaN HEMT 器件能够在更高的结温条件下工作，这就使得GaN 器件能够承受更大的热耗，也就具有更大的输出功率，能够很好地满足系统对高功率、高效率、小尺寸的性能指标要求[1]。

近几年，国内外也有相关的文章报道了GaN HEMT 器件在Ku 波段的应用，其输出功率主要集中在100 W 以内[2-5]。输出功率超过100 W 的大功率放大器少有报道，主要是因为Ku 波段的功率放大器一般都采用MMIC 的形式设计制作，受芯片尺寸和散热能力的限制，其输出功率一般都在50 W 以内，采用混合集成电路设计制作的Ku 波段放大器输出功率也在100 W 以内。传统的功率管由于法兰的存在会增加放大器的尺寸，针对Ku 波段雷达对功率放大器小尺寸、大功率、高效率的需求，本文研制了一款基于0.25 μm GaN 工艺、采用内匹配电路形式设计制作的200 W 功放载片。功率放大器采用铜-钼铜-铜载板作为载体，将GaN HEMT 管芯和以Al2O3陶瓷基板制作的匹配电路以及匹配电容集成在一块载体上，实现了大功率和小尺寸的统一。研制完成的功率放大器整体尺寸为18 mm×11.8 mm×1.5 mm，在漏极电压为36 V、脉冲周期为1 ms、占空比为10%的测试条件下，实现了14.5～15.0 GHz 频带内200 W 以上的输出功率，7 dB以上的功率增益，38%～43%的附加效率。该功率放大器可用于替换各种发射组件里面的电真空器件，提高组件可靠性，同时由于其尺寸小、功率大的特点，可以减小组件尺寸。

2 GaN 管芯工艺与结构

本文选用的9.6 mm GaN HEMT 管芯由南京电子器件研究所设计制作，GaN HEMT 管芯横截面如图1所示，其包括SiC 衬底，它具有支撑、散热和电磁屏蔽的作用，未掺杂的GaN 缓冲层，AlN 插入层以及AlGaN 势垒层，AlN 插入层能够提高器件的电子迁移率和频率特性，同时还能够减小器件的晶格失配[6]。

图1 GaN 晶体管横截面

该管芯实测击穿电压大于180 V，最大跨导为360 mS/mm。在15 GHz、36 V 条件下，管芯功率密度大于6.5 W/mm，考虑匹配及合成网络的损耗，为实现200 W 以上的功率输出，功率放大器采用4 个9.6 mm 管芯进行合成。

采用以上工艺设计制作的GaN HEMT 管芯结构如图2 所示，该管芯栅极分为8 个胞，每个胞之间连接有电阻，可以提高管芯的稳定性，防止自激震荡。当器件工作在较高频率时，管芯的寄生参数会对器件产生比较大的影响，常规的管芯源级接地是通过空气桥将源级引出到输入端再通过接地孔到地，该结构使得管芯源级到地电感增大，会严重影响其频率特性，降低其增益和效率等指标，同时栅极还会引入一个电感，增大输入匹配难度。通过将接地通孔直接制作在源条上可减小寄生参数，在提高管芯频率特性的同时还能减小栅极串联的电感，使得管芯输入更易匹配。

图2 9.6 mm GaN HEMT 管芯结构

采用HFSS 仿真软件对2 种结构的接地孔进行建模仿真，仿真模型如图3 所示。

图3 接地孔仿真模型

通过仿真得出2 种结构的Y 参数，利用式（1）计算出接地孔的电感值L：

其中，Im[Y(1,1)]为Y 参数的虚部。

模型仿真得出的Y 参数如图4 所示，通过式（1）可计算出2 种结构的电感值分别为67.8 pH 和19 pH。可以看出，将接地孔直接制作在源条上的电感值只有将接地孔通过空气桥连接到管芯输入端电感值的28%左右。

图4 接地孔电感仿真结果

将通孔直接制作在源条上，由于通孔里面填充的是空气，其热导率相对于SiC 衬底要低很多，因此会降低器件的散热能力。以单个管芯为例，输入功率为10 W 时，输出功率在65 W 左右，功率附加效率（PAE）在45%左右，因此，最大热耗大概在70 W。采用红外热成像仪测试管芯结温，在脉宽为100 μs、周期为1 ms的条件下，瞬态功耗为70 W 时管芯瞬态结温为150 ℃，能够满足GaN 管芯结温低于225 ℃的要求。管芯瞬态结温如图5 所示。

图5 管芯瞬态结温

3 电路的设计与实现

3.1 管芯模型建立

为了实现功率放大器匹配网络的精准设计，提高一次设计成功率，就需要得到管芯精准的等效模型。功率放大器管芯的模型分为小信号模型和大信号模型，放大器的输入端采用小信号模型来设计匹配网络。简化的管芯小信号模型[7]主要参数由在片测试系统测量得到，一般通过对模型管管芯进行在片直流、微波参数测试，再将测试数据输入到模型软件中完成小信号模型的提取，在使用ADS 仿真软件进行仿真设计时即可调用小信号模型来设计输入匹配网络[8]。

管芯输出阻抗一般采用负载牵引测试系统对4 胞模型管（4×120 μm）管芯进行负载牵引测试，根据负载牵引测试结果得到管芯在最佳功率匹配点（Pout-Max）和最佳效率匹配点（ηPAE-Max）的负载阻抗值Z 以及对应的输出功率Pout和功率附加效率ηPAE，结果见表1。

表1 15 GHz 下最佳功率点和最佳效率点的性能

480 μm 管芯最佳功率匹配点的负载阻抗为19.9+j31.8，根据共轭匹配原理，管芯最佳功率匹配点的输出阻抗为19.9-j31.8，可等效为一个70.7 Ω 的电阻和一个0.24 pF 的电容并联；同理，可得到管芯最佳效率匹配点输出阻抗可等效为一个89.0 Ω 的电阻和一个0.22 pF 的电容并联。按比例推算出9.6 mm 管芯的阻抗，最佳功率匹配点的输出阻抗可等效为一个3.5 Ω 的电阻和一个4.8 pF 的电容并联，最佳效率匹配点的输出阻抗可等效为一个4.45 Ω 的电阻和一个4.4 pF 的电容并联。在实际设计时对最佳功率匹配点和最佳效率匹配点进行折中处理，最终得到9.6 mm管芯的输出阻抗可等效为一个4.0 Ω 的电阻和一个4.6 pF 的电容并联。

3.2 电路设计与实现

匹配电路的目的在于对4 胞管芯进行功率分配和合成，同时实现一定的阻抗变换，将输入、输出阻抗匹配到50 Ω。功率放大器的匹配网络拓扑结构如图6 所示。从图6 可以看出，整个匹配网络先采用1 级L-C-L阻抗变换对管芯阻抗做适当提升，同时抵消其虚部，以便于功率合成，一般通过这一步先将管芯阻抗提升至10～15 Ω，然后通过功分器实现功率合成和阻抗变换，最终使得输入、输出阻抗为50 Ω[9]。

图6 功率放大器匹配网络拓扑

输入、输出匹配电路选用氧化铝陶瓷基板设计制作，其介电常数为9.9，厚度为380 μm；输入、输出电容采用介电常数为38、厚度为180 μm 的陶瓷基板设计制作，镀金厚度为5 μm。电感采用金丝键合线，电感量L 可由式（2）近似计算：

其中，D 为金丝直径，n 为金丝根数，l 为金丝长度，s 为金丝间距。

陶瓷电路、电容和管芯通过290 ℃金锡焊料烧结在铜-钼铜-铜载体上，图7 为功率放大器实物照片，装配完成后一般还需根据测试结果对金丝长度和匹配电容值进行微调，以使器件性能达到最佳[10]。

图7 功率放大器实物

4 测试结果

对设计、制作完成的功率放大器进行测试，测试条件为：漏极电压36 V，脉宽100 μs，周期1 ms，输入功率46 dBm，测试结果如图8 所示，在14.5～15 GHz频带内，输出功率均达到200 W 以上，最高输出功率达到230 W，带内功率增益在7 dB 以上，功率附加效率在38%以上，最高附加效率达到43%。

图8 功率放大器的性能测试结果

对功率放大器进行热分析，测量放大器在脉宽为100 μs、周期为1 ms、输入功率为46 dBm 时的瞬态结温，具体测试结果见图9。从图9 可以看出，功率放大器正常工作时瞬态结温为158 ℃，温度低于GaN 的最高结温225 ℃，能够很好地满足器件对结温的要求。

图9 功率放大器瞬态结温

本研究设计的功率放大器与国内外工作频率接近的产品的性能指标对比结果如表2 所示，VDS为产品的漏极电压。可以看出，其输出功率和附加效率相对于同类产品具有明显优势。

表2 相近频率同类产品性能比较

5 结论

本文基于南京电子器件研究所的0.25 μm GaN HEMT 工艺平台，设计、制作了4 管芯合成的工作在Ku 波段的高功率、高效率功率放大器，在14.5～15.0 GHz频率范围内，放大器输出功率大于200 W，最大输出功率达230 W，功率增益大于7 dB，功率附加效率达到38%，最大功率附加效率为43%，尺寸为18 mm×11.8 mm×1.5 mm。