全桥型模块化多电平变流器低冲击电流可控充电策略研究

王伟凡， 李子欣， 马 逊， 雷 鸣， 李耀华， 王 平

(1. 中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室， 中国科学院电工研究所， 北京 100190； 2. 中国科学院大学， 北京 100049)

1 引言

模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)由于模块化程度高，交流输出电压谐波小，控制灵活等优点，在高压大功率电能变换场合尤其是高压柔性直流输电等领域得到了广泛应用[1-6]。

MMC子模块含有储能电容，由于子模块控制单元一般从子模块储能电容中取能，系统启动前需先对子模块电容预充电。并且如果模块电容电压太低系统解锁时会产生较大冲击，影响半导体器件的使用寿命，还可能会引起系统保护设备动作导致解锁失败。目前常用的预充电方法有直流侧充电和交流侧充电两种[7]。文献[7]分析了半桥型MMC交流侧不控充电的过程，指出通过不控充电半桥型MMC桥臂子模块电压和最大可以达到交流侧电网线电压峰值，必须通过解锁变流器进入可控充电模式继续对子模块电容充电才能稳定运行，并且提出了通过在直流电压控制器中加入斜坡控制方法以减小子模块电容低电压解锁时的交流侧电流冲击。文献[8]推导了MMC直流侧数学模型，指出了直流侧充电时电压过冲现象的必然性并提出了抑制过电压幅值的控制方法，对连接于无源负载的MMC直流侧充电的预充电方法进行了改进。文献[9]分析了全桥型MMC的不控充电过程，全桥型MMC通过不控充电可将各桥臂子模块电容电压和充为交流侧电网线电压的峰值的一半，即半桥型MMC的一半。因此如果采用传统方法解锁会造成更大的电流冲击。

虽然由于半桥型MMC损耗小，成本低，目前基于MMC的高压柔性直流输电工程主要是采用了半桥型MMC的拓扑结构。但是半桥型MMC在故障时无法通过闭锁阻断直流侧电流，严重危害系统安全，在架空线的高压直流输电工程应用中受到了制约。而全桥型MMC可以通过闭锁来阻断直流故障电流，具有良好的故障穿越能力。并且由于单个的全桥型MMC模块可以输出正、负和零三种电平，桥臂具有输出负电压的能力，具有较高的直流电压利用率[10-14]。为了解决全桥型MMC交流侧不控充电解锁的电流冲击问题，需要设计新的交流侧充电方法和相应的控制策略。

首先分析了全桥型MMC交流侧充电过程以及解锁后产生解锁电流冲击的原因，在此基础上提出了一种全桥型MMC低冲击电流可控充电策略，并通过实验验证了该方法的有效性。

2 全桥型MMC交流侧充电特性

2.1 不控充电过程分析

全桥型MMC通过交流侧电网不控充电示意图如图1所示，全桥子模块闭锁时的电流回路示意图如图2所示。如图1所示，全桥型MMC主要包含3个相单元，每个相单元由两个桥臂串联构成，每个桥臂由N个子模块和一个桥臂电感L0串联组成。如图2中所示，子模块包含一个电容C，4个带反并联二极管的开关器件S1～S4组成的全桥电路。当全部开关器件断开时子模块处于闭锁状态，S1～S4的反并联二极管组成不控整流桥。假设电容C的电压为uC，子模块投入时有3种工作状态：S1与S4导通时输出电压uSM为uC，S2与S3导通时输出电压为-uC，S1与S3或S2与S4导通时输出电压为0。

图1 全桥型MMC交流侧不控充电示意图Fig.1 AC side uncontrolled charging circuit

图2 子模块不控充电电流回路示意图Fig.2 Sub module uncontrolled charging circuit

全桥型MMC在闭锁不控充电过程中交流侧充电电流ichr通过子模块开关器件的反并联二极管对子模块电容C充电，并且从图2可以看出全桥型MMC的子模块闭锁时无论电流方向如何电容C都会产生极性相同的电压。以图1中A，B两相单元的上桥臂为例，加在交流侧的电压为网侧线电压，充电电流流经2N个子模块，相当于2N个电容C串联充电。因此不控充电后子模块电压的最大值如式(1)所示：

(1)

式中，Ugrid为网侧相电压的峰值；uC为子模块电容电压。而桥臂子模块电压和如式(2)所示，其中usum为桥臂子模块电容电压之和。

(2)

2.2 常规可控充电过程分析

从2.1节的分析可知，通过不控充电全桥型MMC各桥臂子模块电压和可以达到网侧线电压峰值的一半。不控充电结束后解锁子模块进入可控充电状态。在常规的可控充电方法中，以A相为例桥臂电压参考波表达式如式(3)所示：

(3)

图3 常规可控充电方法解锁后交流侧电流波形图Fig.3 AC side current waveform after unlocking with conventional controlled charging method

3 低冲击电流可控充电策略

3.1 直流电压参考值的设计

从不控充电切换到可控充电产生电流冲击是由于子模块电容电压不足造成了过调制，交流侧输出电压与网侧电压存在较大差异。由于全桥型子模块可以输出负电压，每相能够输出的最大电压幅值随直流侧电压给定值的变化如图4所示。

图4 不同直流侧电压参考值下相电压幅值最大值Fig.4 Maximux amplitude value of phase voltage in different conditions of dc side voltage reference value

从图4中可以看出，当udc_ref为0时，相电压幅值可以取得最大值为usum。将udc_ref=0代入式(3)可以得到：

-usum≤ux_ref≤usum

(4)

3.2 桥臂参考电压零序分量注入

由于图1中的全桥型MMC交流侧为三相三线制，不存在零序回路，因此可以在桥臂参考电压中注入零序分量以提高直流电压利用率。各相参考电压的计算方法如式(5)所示：

(5)

式中，max()为求最大值函数；min()为求最小值函数；umax，umin分别为桥臂参考电压中的最大值与最小值；uinj为注入的零序电压；uA_inj，uB_inj，uC_inj分别为注入零序电压后的各相电压参考波。相应的波形图如图5所示。

图5 零序电压注入的参考电压波形图Fig.5 Reference voltage waveform of zero sequence voltage injection

从图5(a)与图5(b)中可以看出当各相单元电压取得最大值时，注入的零序电压恰好取得最小值，叠加后的各相电压参考波幅值降低。而由于三相注入的电压相同，线电压的幅值不变。在桥臂子模块电压和一定的情况下，可以采用这种方法提高交流侧可以输出线电压的幅值。

(6)

式中，Ul为全桥型MMC交流侧线电压幅值。从式(6)中可以看出在将udc_ref设置为0同时采取零序电压注入的方法之后，全桥型MMC可以凭借不控充电后的子模块电容电压输出幅值与网侧相同的交流侧线电压，达到抑制电流冲击的目的。

3.3 控制策略与调制方法

可控充电控制框图如图6所示，采用电压电流双闭环控制策略，外环为使用比例积分(Proportion Integration, PI)控制器的电压环，内环为使用比例谐振(Proportion Resonant, PR)控制器的电流环。

图6 可控充电控制框图Fig.6 Control block diagram of controlled charging

图6中uSM和uSM_ref分别为子模块实际电压与子模块参考电压；cosθA为A相网侧电压相角的余弦值；iA，iB，iC为交流侧的三相电流；id，iq为派克变换后得到的d轴与q轴电流；id_ref为直轴电流参考值；ud_ref，uq_ref分别为d轴与q轴的参考电压。为避免控制器饱和，外环给定值从不控充电后的子模块电容电压平均值按照一定速度增加到额定值。为使子模块电容电压线性上升，将外环的输出乘以随时间按照一定速率从0增加到1的系数作为内环电流参考波幅值的给定值。得到三相参考电压后再根据3.1与3.2中的方法计算桥臂参考电压并进行调制得到开关信号。

由于在解锁时子模块电容电压远小于参考值，为保证调制的准确性应该采用子模块实际电压进行调制。虽然由文献[16]中的分析可知采用子模块实际电容电压进行调制会导致各相单元之间电容电压的发散，但是由于可控充电时间较短，可以采用这种调制方法。在可控充电结束后，再将调制方法切换为使用子模块电容参考电压进行调制。此时由于充电完毕，子模块实际电容电压与参考电压非常接近，调制的准确性可以满足要求。

4 实验验证

为验证低冲击电流可控充电策略的有效性，构建的全桥型MMC实验平台如图7所示，实验参数见表1。

图7 全桥型MMC实验平台Fig.7 Photo of full bridge MMC experiment platform

参 数数值线电压有效值/V380 桥臂模块个数/个6模块参考电压/V120 模块电容/mF6.56充电电阻/Ω100桥臂电感/mH4

实验过程中全桥型MMC首先通过充电电阻进行交流侧不控充电，子模块电压不再上升后采用提出的控制策略解锁以及最近电平逼近的调制方法进入可控充电模式，子模块电压达到额定值后将直流侧参考电压恢复为额定值并改为使用子模块参考电压进行调制。平均子模块电容电压与交流侧电流波形图如图8所示，其中图8(a)为充电过程中的波形图，图8 (b)为切换为使用子模块参考平均电容电压进行调制的波形图。

图8 解锁前后的子模块电容电压与交流侧电流波形图Fig.8 Sub module capacitor voltage and ac side current waveform before and after unlocking

图8中uSM_A与uSM_B分别为A相与B相子模块电容电压。可以看出子模块解锁后随着充电电流幅值的线性增加，子模块电容电压也线性增加，与理论分析结果一致。另外，在充电过程中，A、B两相子模块电容电压之间的差距逐渐增大，但并没有超过系统设计的安全范围，不影响系统运行。可控充电结束后将调制模式切换为使用子模块参考电压，由图8(b)可见，A、B两相之间的子模块电容电压逐渐趋于一致，没有产生明显的电压、电流冲击。上述实验结果验证了全桥型MMC低电流冲击理论分析结果与所提出控制策略的有效性。

5 结论

通过分析全桥型MMC交流侧充电特性，指出了交流侧充电解锁产生电流冲击的原因。为了减小电流冲击，根据全桥型MMC及其子模块特性，设计了相应的可控充电控制策略。即通过降低直流侧参考电压，在桥臂参考电压中注入零序分量，以及使用桥臂子模块实际电容电压进行调制的方法，使全桥型MMC在不控充电后就能输出与网侧线电压幅值相同的交流侧线电压，以达到消除电流冲击并使子模块电容电压随充电电流幅值线性增加的目的。实验验证了该方法的可行性与有效性。