二次升压式逆变器工作特性的研究

李文华， 胡 琦， 卢山念， 张 贺， 郑 杭

(1. 省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室， 河北工业大学， 天津 300130；2. 浙江天正电气股份有限公司， 浙江 温州 325604)

1 引言

化石能源过度利用导致了温室效应、热污染等环境问题，环境破坏对人类生活产生严重影响，使用可再生的新型能源取代传统化石燃料是有效解决途径[1，2]。因此，分布式发电成为当今研究的热点，尤其是光伏和风力发电[3]。分布式发电输出电压低、电压波动大，而且传统电压源型逆变器只能对输入电能降压输出，因此不能直接使用分布式电能对负载进行供电，需要提高逆变器直流母线电压[4]。

目前常用的升压逆变结构有两级式和单级式。两级式结构中二极管的反向恢复问题严重，开关器件众多导致系统效率降低，成本增加。与两级式相比，单级式逆变器具有效率高、控制简单、直流纹波小、体积小的优点，是当今研究的热点[5，6]。单级式逆变器可分为Z源型、差动型、二极管耦合型和电流源型。文献[7]提出了Z源逆变器，克服了电压逆变器不能直通、只能降压输出的缺点，但具有起动冲击振荡、升压系数低及电容应力大的不足，在应用中受到局限[8]。文献[9]提出了准Z源逆变器，其具有输入输出共地、电容应力小的优势，升压能力有所提高，但升压系数与直通比仍然是一次方反比的关系，升压能力不足。文献[10，11]提出了Z源和准Z源T型逆变器，其升压系数与准Z源逆变器相同，但开关器件数量多，共模干扰严重[12]。文献[13]提出了一种差动式逆变器及其控制方式，但该拓扑结构不能使用传统三相逆变桥PWM控制，增加了控制难度，且升压系数较低。文献[14]提出了一种二极管耦合型逆变器，但其与Z源型相比多使用一个开关管，控制相对复杂。电流源逆变器只能升压输出，电压输出范围小，而且由于换流重叠时间的引入，输出波形会产生畸变，在应用中受到局限。

为了提高单级升压式逆变器的升压系数、减小电容应力，提出了一种二次升压式逆变器拓扑结构，通过仿真和实验证明了其升压系数与非直通比的二次方成反比，具有升压系数高、控制灵活、可靠性高和输入电流连续等优点。

2 工作原理分析

二次升压式逆变器电路图如图1所示。电路由升压网络、缓冲网络和三相逆变桥三部分组成。升压网络由L1、L2、D1、D2、C1组成，用来对输入电压Uin进行升压。缓冲网络由C2、L3、D3和D4组成，可以缓冲电感L2放电时产生的瞬时高电压，减小输出失真度。三相逆变桥由开关器件S1～S6组成，其与电网或交流负载连接。

图1 二次升压式逆变器电路图Fig.1 Circuit diagram quadratic boost inverter

为简化分析，假设L2工作于连续导通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)。电感L1工作于CCM，从输入电源到直流母线之间的等效电路如图2和图3所示，分别对应直通状态和非直通状态。

图2 CCM下直通零矢量状态等效电路Fig.2 Equivalent circuits of through zero vector state under CCM

图3 CCM下非直通零矢量状态等效电路Fig.3 Equivalent circuits of non through zero vector state under CCM

(1)图2为直通状态下的等效电路。当逆变桥上、下两组开关管同时导通时，逆变桥短路，直流母线电压为零。此时D1和D3关断，D2导通。输入直流电源Uin给L1充电，C1给L2充电，C2给L3充电，iL1和iL2线性增加。

(2)图3为非直通状态下的等效电路。当开关管工作在非直通零矢量状态时，可将三相逆变桥等效替换为电流源。此时D2关断。此过程包含iL3>0和iL3=0两种状态。

当iL3>0时，D4导通，如图3(a)所示。此时输入直流电源Uin和L1给C1充电，导电回路为Uin-L1-D1-C1；L2给C2充电，导电回路为L2-C2-D3；L3给C1充电，导电回路为L3-D3-C1-D4；Uin和L1、L2同时向负载放电，导电回路为Uin-L1-D1-L2-负载。

当L3续流结束，即iL3=0时，D4关断，如图3(b)所示。导电回路L3-D3-C1-D4关断，其他回路继续导通，iL1和iL2线性降低。设开关周期为T，直通比为D。电容电压为：

(1)

(2)

定义BCCM为L1在CCM下电路的升压系数，可以求得输出直流母线电压为：

(3)

由式(3)可知，二次升压式逆变器在CCM下升压系数与非直通比的二次方成反比，故称之为二次升压式逆变器。

L1在断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)与CCM的不同在于，增加了iL1=0的状态，DCM下非直通零矢量状态等效电路如图4所示。设L1续流占空比为Don，则Don<1-D。在DCM下直流母线电压为：

(4)

式中，BDCM为DCM模式下电路的升压系数。比较可知BDCM>BCCM，当需要较大升压系数时可使逆变器工作于DCM，但缺点是断续的输入电流对输入侧电能质量影响较大。

图4 DCM下非直通零矢量状态等效电路Fig.4 Equivalent circuit of non through zero vector state under DCM

3 升压网络分析

3.1 临界电感分析

一个开关周期输入电流平均值为：

(5)

假设所有器件均为理想器件，升压网络中的功率损耗可忽略不计，故输入功率等于输出功率，设负载在直流母线侧的等效负载为R，则电感L1续流占空比Don为：

(6)

电感L1在CCM模式和DCM模式之间的临界条件为Don=1-D，根据式(6)可知，临界电感L1C

为：

(7)

通过式(7)可知，若电路的直通比、输出功率、开关周期不变，若增大电感值，可以使电路工作在CCM模式。

3.2 零极点特性分析

通过状态空间平均法建立了二次升压式逆变器的升压网络在CCM模式下的小信号模型。电容C1的电压对于直通比的传递函数为：

(8)

式中

升压网络的零点、极点随着电路参数变化而移动。电路参数为：L1=10mH，L2=40mH，C1=100μF，D=0.2。只改变其中一个参数，零极点位置变化情况如图5所示。系统左半平面存在零点，为非最小相位系统，输出响应存在负超调[15]。L1由10mH变化到20mH零极点位置如图5(a)所示，零极点均向原点移动，负超调更加严重，系统阻尼增大。L2由20mH变化到40mH时如图5(b)所示，极点靠近原点，零点远离原点。系统负超调减小，阻尼增大。增大电感虽然可以减小电压、电流纹波，但会恶化动态响应。C1由100μF变化到200μF时如图5(c)所示，极点靠近原点，零点位置不变，增大电容C1会增大系统过渡时间。D由0.2变化到0.4时如图5(d)所示，系统阻尼增大，负超调更加严重。通过升压网络特性分析和预期纹波大小，可以确定系统参数。

4 仿真研究

在Saber仿真软件下搭建了系统模型，对二次升压式逆变器进行分析。逆变器采用恒定直通比的SPWM控制方式。仿真参数为：L1=40mH，L2=50mH，L3=5mH，C1=100μF，C2=100μF，滤波电容为40μF，滤波电感为20mH，输入电压为DC50V，D=0.4、调制比M=0.6。逆变器在不同模式下仿真波形如图6和图7所示，不同工作模式下逆变器电压如表1所示，各电压值与公式计算结果相同，验证了电路工作原理的正确性。

在同样的参数下，对Z源逆变器进行仿真，仿真波形如图8所示。Z源逆变器直流母线电压为108V，升压系数为2.16。表1将二次升压式逆变器的不同工作模式以及Z源逆变器做比较，可知在相同的输入电压和直通比下，二次升压式逆变器与Z源逆变器相比，输出电压更高，电容应力小。二次升压式逆变器在DCM模式下输出电压高于CCM模式，说明该逆变器具有升压系数高的优点。

5 实验结果

图5 升压网络零极点分布Fig.5 Zero pole distribution of boost network

以二次升压式逆变器运行在CCM模式为例，设计的样机参数为：L1=40mH，L2=50mH，L3=5mH，C1=100μF，C2=100μF，滤波电容为40μF，滤波电感为20mH。逆变器采用恒定直通比的SPWM控制方式，开关频率为15kHz，D=0.4。以dsPIC30F单片机作为控制器，在输入电压为DC50V时进行实验。

表1 不同工作模式下逆变器电压Tab.1 Inverter voltage in different operating modes

图6 CCM下电感电流、电容电压、直流母线电压和A相输出电压波形Fig.6 Waveforms of inductor current, capacitor voltage, DC bus voltage and A phase output voltage under CCM

图7 DCM下电感电流、电容电压、直流母线电压和A相输出电压波形Fig.7 Waveforms of inductor current, capacitor voltage, DC bus voltage and A phase output voltage under DCM

图8 Z源逆变器直流母线电压和A相输出电压Fig.8 DC bus voltage and A phase output voltage of Z-source inverter

实验结果如图9所示。图9(a)为电感L1电流，可以看出逆变器工作于CCM模式，图9(b)和图9(c)所示UC1和UC2分别为83V和41V，图9(d)所示直流母线电压幅值为124V，图9(e)所示A相输出电压幅值为111V。各电压值与公式计算值近似相等，验证了原理的正确性，说明该逆变器具有升压系数高的优点。

图9 逆变器实验波形Fig.9 Experimental waveforms of inverter

6 结论

研究了二次升压式逆变器的拓扑结构及其特性，分析了电路在CCM和DCM模式下的工作情况和升压系数。仿真和实验表明二次升压式逆变器具有如下优势：

(1)能够实现单级升压逆变，通过调节直通比和调制比灵活调节输出电压，电路升压能力强，电压调节范围大。

(2)在CCM模式下输入电流连续，对输入侧电能质量影响小，在DCM模式下可以获得更高的升压系数。

(3)电路包含升压部分和缓冲部分，可降低瞬态过电压和器件开关损耗。

(4)二次升压式逆变器可以直接使用传统电压源型逆变器的控制方式，控制方式灵活。