基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法

孔志杰， 郝新红，栗苹，王哲

(北京理工大学 机电动态控制重点实验室， 北京 100081)

基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法

孔志杰， 郝新红，栗苹，王哲

(北京理工大学 机电动态控制重点实验室， 北京 100081)

针对调频引信抗扫频干扰能力差的问题，建立扫频干扰模型，分析扫频干扰下调频引信失效机理，提出了基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法；综合利用弹目距离信息、双通道时序信息及时间间隔信息作为调频引信输出起爆控制信号的判决条件；仿真验证了算法的可行性，并进行了硬件实现。仿真及实测结果表明，与现有调频引信相比，基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法，有效地提高了调频引信抗扫频干扰能力及引信定距精度，算法复杂度和实时性满足引信要求。

兵器科学与技术； 调频引信； 抗扫频干扰； 时序； 相关

0 引言

现代战场上，调频无线电引信处于中度或重度复杂电磁环境中，受到战场人为电子干扰和各种强背景噪声干扰的严重威胁，其中扫频式干扰对调频体制引信威胁最大[1-2]，调频无线电引信静态抗扫频式干扰试验结果也证实了这点。能否调高调频无线电引信抗扫频式干扰能力是决定其战场生存能力的关键。

针对调频无线电引信抗扫频式干扰的研究，主要可归纳为基于发射信号设计[3-5]和基于接收信号处理[6-13]两个方向。基于发射信号设计研究的核心是提高引信发射信号的复杂度；基于接收信号处理研究又可以分为两个分支，一个分支的核心是增加调频无线电引信输出起爆控制信号可利用的信息[6-10]，另一个分支的核心是对目标信号与干扰信号进行分类识别[11-13]。基于发射信号设计和对目标/干扰信号进行分类识别的抗干扰方法[13]可以有效地提高调频无线电引信抗扫频干扰能力，但是算法相对复杂，对系统硬件要求较高，且实时性较差，在常规弹药引信平台上较难实现。通过增加利用如体目标特征[8-9]等作为引信输出起爆控制信号的判决条件，可以在一定程度上提高调频无线电引信抗扫频干扰能力，但是其研究仍处于理论仿真阶段，且不同目标体目标特征不同，没有一个统一的表征参量。现有基于双通道的抗干扰方法[6-7]仍是基于能量角度设计，当扫频干扰能量较大且扫频步进较小时，该方法提高调频引信抗干扰能力有限。

针对调频无线电引信抗扫频式干扰问题，本文基于接收信号处理设计抗扫频式干扰方法，在研究扫频式干扰下调频引信失效机理的前提下，提出基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法，理论分析及实测结果表明，与现有调频引信相比，基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法能有效提高调频引信抗扫频干扰能力，且不需要改变现有调频无线电引信平台，算法复杂度及实时性满足引信要求，易于工程实现。

1 扫频干扰下调频引信失效机理

1.1 调频谐波定距引信模型

调频无线电引信分为调频定距引信和调频测距引信，其中调频定距引信已应用到装备中。本文以调频谐波定距引信为研究对象。典型单通道谐波定距引信原理框图如图1所示，其中m为谐波次数，fm为调制频率，fd为多普勒频率。

图1 典型单通道谐波定距引信原理框图Fig.1 Block diagram of typical single channel FM fuze

调频谐波定距引信利用发射信号和回波信号混频后差频信号谐波系数与弹目距离的对应关系，确定弹目距离。

采用三角波调制时，引信发射信号为

(1)

式中：At为发射信号幅度；fc为载频；Δf为半调制频偏；T为调制周期；β=4Δf/T=4Δffm为调制斜率；n为周期数。

混频器输出差频信号谐波系数α(m,τ)为

(2)

(3)

对于预定起爆距离Rp，由(3)式可求得对应的谐波次数mp，调频谐波定距引信通过带通滤波获得携带多普勒信息的mp次差频信号谐波，经二次混频、低通滤波获得多普勒信号。

1.2 扫频干扰模型

扫频干扰按照频率步进产生干扰信号，使得干扰信号能量可以集中在每个扫频频点[14]。

(4)

扫频干扰信号相位表示为

(5)

式中：kTdw

扫频式干扰一般进行幅度调制，以正弦波调幅扫频干扰信号为例进行分析，干扰信号sj(t)的表达式为

sj(t)=[Aj+AjMcos(2πfjMt+φjM)]cos(φj(t)),

(6)

式中：Aj为干扰信号载波幅值；AjM为调制信号幅值；fjM为调幅频率；φjM为调制信号起始相位，设φjM=0.

1.3 扫频干扰下调频引信失效机理分析

扫频干扰信号被引信接收，与引信本振信号混频，经低通滤波后输出信号sij(t)为

(7)

式中：AL为引信本振信号幅度；φL(t)为引信本振信号相位；Alp为低通滤波器衰减系数；

(8)

sij(t)的傅里叶变换Sij(f)为

(9)式中：Sij1(f)、Sij2(f)分别为sij1(t)和sij2(t)的傅里叶变换。(9)式中右侧第一项带来对sij2(t)频谱的搬移，调幅扫频干扰使用的调幅频率一般与引信多普勒频率同量级，即sij1(t)模拟产生实际弹目交会过程中的多普勒现象。sij(t)频谱主要由sij2(t)决定。

(10)

扫频干扰驻留时间为毫秒级，调频引信调频周期为微秒级，在调频引信一个收发周期内，可以认为扫频干扰频点固定。

在一个收发周期内，sij2(t)为一个调频信号，可以表示为傅里叶级数形式：

(11)

其傅里叶系数am为

(12)

由上述分析可知，sij(t)频谱由fc-fj0-kΔfj±mfm±fjM组成，频谱幅值由am决定，有效频谱宽度为2Δf.

扫频干扰一般以引信载频为中心频率，扫频带宽覆盖引信带宽。扫频开始时，由于扫频干扰与引信发射信号弱相干，导致sij(t)中可能不含有mpfm±fjM次谐波，有效干扰信号处于带通滤波器带外，调频谐波定距引信没有被干扰；随着扫频频点步进的改变，有效干扰信号逐渐进入调频谐波定距引信带通滤波器通带，即sij(t)中逐渐出现mpfm±fjM频谱成分。由于干扰信号能量较大，mpfm±fjM次谐波能量满足调频谐波定距引信输出起爆控制信号条件，导致调频引信被干扰。

现有调频谐波定距引信仅对扫频干扰频点步进值敏感，抗扫频干扰能力较差。

2 基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法

基于时序及相关检测方法的调频谐波定距引信原理框图如图2所示。

图2 基于时序及相关检测的谐波定距引信原理框图Fig.2 Block diagram of timing sequence and correlation detection-based FM fuze

与现有调频谐波定距引信相比，基于时序及相关检测的调频谐波定距引信增加了(mp+2)fm±fd次谐波通道，综合利用弹目距离信息、双通道的时序信息和时间间隔信息，提高调频谐波定距引信抗扫频干扰能力。

基于时序及相关检测的调频谐波定距引信同时检测(mp+2)fm±fd下降沿、mpfm±fd次谐波通道上升沿及双通道瞬时相关后包络幅值，当下降沿条件先满足、上升沿条件后满足，同时满足瞬时相关后包络幅值门限条件时，输出起爆控制信号。

2.1 弹目距离信息

弹目距离满足(3)式时，相应谐波通道出现有效信号包络。

(mp+2)fm±fd次谐波通道二次混频、包络检波输出信号为

smp+2(t)=α(mp+2,τ)cos (2πfdt).

(13)

mpfm±fd次谐波通道二次混频、包络检波输出信号为

smp(t)=α(mp,τ)cos (2πfdt).

(14)

2.2 双通道时序信息

随着弹目距离逐渐减小，(mp+2)fm±fd次谐波先出现最大值，mpfm±fd次谐波后出现最大值。通过判断(mp+2)fm±fd次谐波通道有效信号处于下降沿，同时mpfm±fd次谐波通道有效信号处于上升沿判定弹目距离由远及近。

下降沿、上升沿检测通过分别将双通道包络检波输出信号转换为方波，判断相邻10个方波宽度变换规律实现。下降沿检测具体流程图如图3所示。

图3 下降沿检测流程图Fig.3 Flow chart of negative edge detection

上升沿检测方法与下降沿检测方法相同。考虑噪声对方波宽度的影响，采用10相邻方波中7个方波宽度变化规律一致的判决方法。

2.3 时间间隔信息

双通道瞬时相关包络检波后的输出信号为

(15)

瞬时相关检测峰值可以表征双通道多普勒包络最大值先后出现的时间间隔信息。只有当谐波系数与弹目距离对应关系满足(15)式时，瞬时相关后包络信号才能满足幅度阈值，从而减弱一个通道出现有效信号包络而另一个通道没有在特定时间段内出现有效信号时对调频引信的干扰。

2.4 抗扫频干扰性能分析

由1.3节可知，扫频干扰进入引信工作频带时，扫频干扰下调频引信差频信号sij(t)频谱由fc-fj0-kΔfj±mfm±fjM组成，存在mpfm±fd和(mp+2)fm±fd次通道带内信息，但是在一个扫频驻留时间内，双通道信号的幅值保持恒定，不满足双通道时序信息；在扫频点切换时刻，双通道信号幅值变化规律由am决定，且上升沿或下降沿同时出现，不满足双通道时序信息及时间间隔信息。

基于以上分析可知，本文提出的抗扫频干扰方法利用了双通道的时序信息，对扫频干扰的扫频步进值及其正负敏感；利用了双通道瞬时相关检测信息，对扫频干扰驻留时间敏感，从而增大了扫频干扰扫频步进、驻留时间设置难度，增加了扫频干扰引导干扰时间，提高了调频引信抗干扰成功率。

3 仿真与试验结果

3.1 算法定距性能仿真与试验验证

基于时序及相关检测的调频谐波定距引信参数设置如下：调制频率fm=100 kHz，调制带宽Δf=±50 MHz，弹目相对速度vR=500 m/s，定距距离Rp=8 m，引信工作距离15～0 m. 根据(3)式，选取12次谐波(对应弹目距离9.0 m)和10次谐波(对应弹目距离7.5 m)作为两个谐波通道。仿真信噪比为0 dB条件下，12次、10次谐波通道多普勒检波输出信号及双通道瞬时相关包络检波输出信号如图4所示。

图4 12次、10次谐波通道多普勒检波输出信号及双通道瞬时相关包络检波输出信号Fig.4 Outputs of 12th/10th harmonic channel Doppler signals and instantaneous correlation signals

随着仿真距离由远及近，12次谐波通道多普勒检波信号首先出现最大值，10次谐波通道多普勒检波信号后出现最大值，二者瞬时相关包络输出信号峰值出现在12次与10次谐波通道多普勒检波信号最大值之间，峰值点对应弹目距离约为8 m，与预定的定距距离一致。主瓣宽度为单通道主瓣宽度一半，且此时12次谐波通道多普勒检波信号包络处于下降沿，10次谐波通道多普勒检波信号处于上升沿，与理论分析结果一致。

10次谐波通道多普勒检波信号转化为方波信号如图5所示，12次谐波通道多普勒检波信号转化为方波信号与图5类似，只是多普勒检波信号最大值对应弹目距离不同。

图5 10次谐波通道多普勒检波输出信号及转化为方波输出信号Fig.5 Outputs of 10th harmonic channel Doppler signal and converted square signal

多普勒包络出现下降沿时，方波宽度逐渐变小；出现上升沿时，方波宽度逐渐变大。

利用可编程逻辑门阵列(FPGA)制作引信样机，对本文提出的算法进行硬件验证。通过模拟/数字转换器(ADC)将差频信号转化为数字信号，在FPGA中完成二次混频、包络检波、下降沿/上升沿检测、瞬时相关、判决条件综合。

在微波暗室进行低速弹目相向交会测试，交会距离2～12 m，12次、10次谐波通道多普勒检波输出信号及转化为方波输出信号如图6所示。

图6 12次谐波(③)、10次谐波(①)通道多普勒检波输出信号及转化为方波输出信号(④、②)Fig.6 Outputs of 12th(③)/10th(①) harmonic channel Doppler signals and converted square signals(④/②)

上升沿判决实测结果局部放大图如图7所示。

图7 上升沿检测实测局部放大图(②为判决条件输入信号，①为全波整流信号，③为方波输出信号)Fig.7 Partially enlarged view of positive edge detection(② is input signal, ① is full-wave rectification signal, and ③ is converted square signal)

实测结果表明，基于时序及相关检测的调频引信方法可以在硬件上实现，且定距精度在(8±0.75) m.

基于时序及相关检测的调频引信使用FPGA实现。由于FPGA采用并行处理方式，与单通道谐波定距引信相比，增加(mp+2)fm±fd次谐波处理通道不增加引信信号处理时间；双通道瞬时相关通过乘法器实现，包络检波通过低通滤波器实现，滤波器阶数为8阶，系统使用50 MHz时钟时，瞬时相关及包络检波用时在百纳秒量级。

3.2 算法抗扫频干扰性能仿真与试验验证

分别进行算法抗扫频干扰仿真验证和引信样机抗扫频干扰试验验证，选取抗干扰成功率[15]作为调频引信抗扫频干扰能力表征。仿真及干扰试验扫频干扰参数如表1所示。

表1 扫频干扰参数

正弦波调幅扫频静态干扰试验下，引信样机输出如图8所示。

图8 调幅扫频干扰下12次谐波(②)、10次谐波(①)通道多普勒检波输出信号Fig.8 Outputs of 12th(②)/10th(①) harmonic channel Doppler signals under AM-frequency-sweeping jamming

图8表明，正弦波调幅扫频干扰下，12次、10次谐波通道同时出现多普勒信号，在扫频驻留时间内，信号幅值恒定，扫频点切换时刻，双通道信号同时变化，与理论分析结果一致。

按照表1参数范围随机产生扫频干扰信号，进行100次仿真实验，其中基于时序及相关检测的调频引信被干扰次数为16次，引信抗干扰成功率为84%. 按照表1参数对引信样机进行125次抗扫频静态干扰试验，并与同炸高范围的调频引信进行抗扫频干扰结果对比，调频引信被干扰次数为104次，抗干扰成功率为16.7%，改进算法后样机被干扰次数为30次，抗干扰成功率为76%. 本文算法的关键是滤波器设计，优化滤波器过渡带可以进一步提高引信抗干扰成功率。

试验结果表明，基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法有效提高了调频引信抗扫频干扰能力。

4 结论

本文在分析扫频干扰下调频引信失效机理的基础上，提出了基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法，仿真验证了该算法的可行性，并完成了硬件实现。仿真及实测结果表明，与现有调频引信相比，基于时序及相关检测的调频引信抗扫频干扰方法提高了调频引信抗扫频干扰能力及定距精度，增加的信号处理时间在百纳秒级(系统时钟50 MHz)。同时该算法不需要改变现有调频无线电引信平台，算法复杂度及实时性满足引信要求，易于工程实现。

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Research on Anti-frequency Sweeping Jamming Method for Frequency Modulation Fuze Based on Timing Sequence and Correlation Detection

KONG Zhi-jie， HAO Xin-hong， LI Ping， WANG Zhe

(Science and Technology on Electromechanical Dynamic Control Laboratory, Beijing Institute of Technology, Beijing 100081, China)

Frequency sweeping jamming is a serious threat to frequency modulation (FM) fuze. To improve the anti-frequency sweeping jamming performance of FM fuze, a frequency sweeping jamming mo-del is established, the failure mechanism of FM fuze is analyzed, and an anti-frequency sweeping jamming method based on timing sequence and correlation detection for FM fuze is proposed. The missile-target range information, dual-channel timing sequence information and time interval information are used to control the FM fuze’s detonation. The feasibility of the proposed method which is also implemented in hardware is verified through simulation. The simulated and measured results show that the proposed method can be used to improve the anti-frequency sweeping jamming performance and ranging accuracy of FM fuze more effectively compared with the harmonic ranging method, and the complexity and instantaneity of the proposed method can satisfy the fuze’s requirement.

ordnance science and technology; frequency modulation fuze; anti-frequency sweeping jamming; timing sequence; correlation

2016-12-14

国防“973”计划项目(613196)

孔志杰(1990—)，男，博士研究生。E-mail: ethankong@163.com

郝新红(1974—)，女，副教授，博士生导师。E-mail: haoxinhong@bit.edu.cn

TJ43+4.1

A

1000-1093(2017)08-1483-07

10.3969/j.issn.1000-1093.2017.08.004