有源箝位反激式DC-DC 变换器恒定谷值电流控制策略

2022-12-03汪渭滨

电子与封装 2022年11期

管月，纪飞，汪渭滨

（中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏无锡 214035）

1 引言

开关电源的飞速发展促使充电器、电源模块朝着小型化、轻型化和高效率的方向持续发展。在中、小功率变换器的研究中，反激变换器因其拓扑结构简单、磁性元件少而被广泛研究[1]。反激变换器的变压器作为储能元件，磁芯气隙较大，导致漏感较大。当原边开关管关断时，漏感能量通过开关管结电容释放，形成LC 振荡，造成较大的电压尖峰，导致开关管承受较大电压，同时造成电磁干扰问题。传统的RCD 无源箝位[2]反激变换器中，漏感能量通过二极管释放至电阻和电容上，解决了电压尖峰问题，但造成变换器效率的降低。有源箝位电路由开关管和电容构成，漏感能量通过开关管转移至谐振电容，实现了漏感能量的回收，降低了漏感损耗。此外，有源箝位电路允许谐振电流双向流动，可以实现开关管零电压开关（ZVS），降低或消除了开关损耗，进一步提高了反激变换器的效率。因此，有源箝位反激（ACF）变换器[3-5]在中、小功率隔离型DC-DC 变换器中长期处于主流地位，广泛应用于不间断供电系统（UPS）[6]和电源适配器等领域。

根据工作过程中变压器励磁电流状态的不同，ACF 变换器存在2 种工作模式：励磁电流连续模式（CCM）[7]和过渡模式（TM）[5]。CCM-ACF 变换器由于励磁电流始终为正，因此适用于大功率场合，但结电容的放电条件仅由漏感电流提供，由于漏感较小，实现ZVS 难度大。TM-ACF 变换器在开关管驱动信号上升沿来临之前，励磁电流为负，励磁电感参与谐振，由于励磁电感较大，因此容易实现ZVS。这使得多数高频、高效、高功率密度变换器的研究均采用TM-ACF架构。

尽管TM-ACF 架构更容易实现开关管ZVS，但是依然受到负载的限制，传统电压控制模式的TM-ACF变换器只能在一定负载范围内实现ZVS。实现全负载范围的ZVS 既可以保证平均效率的提高，又可以保证电路工作状态的一致性，降低前级电磁干扰（EMI）滤波器的设计难度。文献[8]提出了一种动态谐振周期控制策略，该策略使ACF 变换器随负载变化工作在4 种不同的工作模态下，但也导致开关频率变化范围（2～220 kHz）较宽，增加了磁性元件的设计难度。文献[9]提出了动态死区时间的控制策略，在一定程度上扩大了实现ZVS 的负载范围。本文同样采用动态死区时间思想，并将电流引至控制环路，提出一种励磁电感电流谷值恒定的控制策略，实现全负载范围软开关控制，通过仿真软件PSIM 进行仿真分析，验证了控制策略的有效性。

2 TM-ACF 变换器工作模态分析

2.1 TM-ACF 变换器拓扑结构

TM-ACF 变换器的拓扑结构如图1 所示，相比于传统反激拓扑，其增加了由开关管S2和箝位电容Cc构成的有源箝位电路，反激变换器由漏感Lr、励磁电感Lm和理想反激变压器模型共同组成。Coss为S1的结电容，SW 为电压跳变点，RL是负载电阻，T 为变压器。

图1 TM-ACF 变换器拓扑结构

图2 给出了TM-ACF 变换器的关键波形，励磁电流ILm为双向电流，这是其与CCM-ACF 变换器的主要区别。副边电流Is在S2下降沿来临之前降低至0，实现副边整流管的软开关。S2关断时，ILm为负，使得Lm参与谐振，将Coss的电压降低至0 V，从而实现S1的ZVS，由于Lm远大于Lr，所以Lm参与谐振时，仅需很小的反向ILm值即可使电压跳变点SW 的电压Vsw降低至0 V，这是TM-ACF 变换器比CCM-ACF 变换器更容易实现软开关的根本原因。

图2 TM-ACF 变换器的关键波形

2.2 TM-ACF 变换器工作模态分析

图3 给出TM-ACF 变换器的主要工作模态，其与传统反激变压器基本原理相似，输出电压为Vo：

图3 TM-ACF 变换器的工作模态

其中，占空比D 为S1导通时间与开关周期Ts的比值，N 为匝比。

工作模态a（t0～t1）：S1导通，ILm线性上升，反激变压器储能，负载电压由输出电容Co保持，ILr为漏感电流。ILm的表达式及变化量为：

其中，ILm-为ILm的最小值，t 为时间变量，t0为该状态开始的时间。

工作模态b：S1和S2均关断，处于死区时间Td1，励磁电流给S1的结电容Coss充电，由于Td1很小，可以看做Vsw线性上升至Vin+VCoss+VD（VD为体二极管导通阈值），使S2体二极管导通，进入下一工作模态。Vsw及Td1的表达式为：

其中，ILm+为ILm的最大值。

工作模态c：Vsw线性上升至Vin+VCoss+VD后，S2体二极管及副边二极管D 导通，Lr、Cc谐振回收漏感能量，此时S2上升沿来临，即可实现S2的ZVS，Lm仅在副边电流为0 时参与谐振。

工作模态d：副边电流为0，Lm、Lr、Cc谐振，励磁电感电流和漏感电流反向增大。

工作模态e：S2关断，有源箝位电路的电流被中断，Lm的电流仍为负，Lm与Coss谐振，将Coss电压降低至0 V，此后迎来S1导通信号，即可实现ZVS。需满足以下2 个条件，确保Coss电压降低至0 V：1）Lm有足够的能量；2）死区时间足够，即：

3 TM-ACF 变换器ZVS 控制策略

根据式（6）可知，ILm必须反向增大至某一值时才能实现S1零电压导通，将该值定义为Ivalley，即：

根据上述工作模态及软开关条件的分析，本文设计了一种恒定谷值电流策略配合动态死区时间控制来实现TM-ACF 变换器的软开关，具体信号波形及逻辑过程如图4 所示。

图4 固定谷值电流动态死区时间控制策略逻辑

采样励磁电流ILm，当ILm下降至Ivalley时，触发时钟信号，根据此时Vin、Vo及ILm-的值，计算死区时间Td2，并根据电压外环比例积分（PI）计算结果得出导通时间Ton，从而生成导通时间为Td2及Td2+Ton的2 个信号x1和x2，通过逻辑关系生成控制信号S1；S1下降沿触发ILm采样及x3上升沿，根据此时Vin、Vo及ILm+的值计算死区时间Td1，从而得到导通时间为Td1的信号x3，x2和x3通过逻辑关系生成控制信号S2，ILm下降至Ivalley时触发S2下降沿，并开始下一个开关周期。

4 TM-ACF 变换器关键参数设计

本文设计了一款功率为45 W 的TM-ACF 架构DC-DC 变换器，具体指标如表1 所示，η 为效率。

表1 45 W ACF 变换器指标

按上述工作原理计算关键参数，过程如下。

1）计算变压器匝比N：

将表1 中的指标代入，取匝比为8。

2）计算励磁电感Lm：

其中，Po为输出功率。

将表1 中的指标代入，得到Lm为123 μH，通常Lr约为Lm的1%，取Lr为1.23 μH。

3）计算Ivalley，按照式（8），取Ivalley为-0.5 A。

4）计算箝位电容Cr值，通常Lr、Cr谐振周期的四分之三与变压器的磁复位时间相等，即：

得Cr约为75 nF。

5 仿真结果分析

在PSIM 中搭建如图5 所示的TM-ACF 变换器仿真模型，输出电容Co取22 μF，满载时负载RL为5 Ω。

图5 TM-ACF 变换器电路仿真模型

本文提出的固定谷值电流、动态死区时间控制策略如图6 所示，采用50 μA 电流源向0.01 μF 电容充电，当电容电压上升至0.6 V 时，被二极管箝位，将电容电压值作为系统参考信号VREF，实现系统软启动。输出电压采样信号Vos与VREF之差，经过PI 运算后得到S1的导通时间Ton。PI 运算中增益为22.6，时间常数为0.075 ms。当负载变化时，通过PI 运算调节Ton从而维持输出电压稳定。

图6 恒定谷值电流控制策略仿真模型

励磁电流ILm、输出电压Vo、输入电压Vin均被采样用来实时计算死区时间Td1和Td2，按第3 节所述逻辑结构形成S1和S2控制信号。

ACF 变换器工作在满载状态时，S1和S2控制信号、输出电流和输出电压、励磁电流及漏感电流、SW点电压波形如图7 所示。可以看出，Vsw在S1控制信号上升沿来临前下降至0 V，从而实现S1软开关，与第2节的理论分析一致。

图7 满载稳态波形

当负载在1.25 A 和2.5 A 间切换时，利用传统电压控制的ACF 变换器和利用本文提出的恒定谷值电流控制的ACF 变换器励磁电流和输出电压波形分别如图8（a）（b）所示。可以看出，传统控制策略中，励磁电感电流谷值随负载变化，而后者ILm-始终保持在-0.5 A。从局部放大波形中可以看出，前者在负载增加后，Vsw未降低到0 时产生了状态切换，即ZVS 失败；而后者始终保持ZVS，证明了提出的控制策略的有效性。