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有源箝位反激式DC-DC 变换器恒定谷值电流控制策略

2022-12-03汪渭滨

电子与封装 2022年11期
关键词:谷值导通励磁

管 月,纪 飞,汪渭滨

(中国电子科技集团公司第五十八研究所,江苏无锡 214035)

1 引言

开关电源的飞速发展促使充电器、电源模块朝着小型化、轻型化和高效率的方向持续发展。在中、小功率变换器的研究中,反激变换器因其拓扑结构简单、磁性元件少而被广泛研究[1]。反激变换器的变压器作为储能元件,磁芯气隙较大,导致漏感较大。当原边开关管关断时,漏感能量通过开关管结电容释放,形成LC 振荡,造成较大的电压尖峰,导致开关管承受较大电压,同时造成电磁干扰问题。传统的RCD 无源箝位[2]反激变换器中,漏感能量通过二极管释放至电阻和电容上,解决了电压尖峰问题,但造成变换器效率的降低。有源箝位电路由开关管和电容构成,漏感能量通过开关管转移至谐振电容,实现了漏感能量的回收,降低了漏感损耗。此外,有源箝位电路允许谐振电流双向流动,可以实现开关管零电压开关(ZVS),降低或消除了开关损耗,进一步提高了反激变换器的效率。因此,有源箝位反激(ACF)变换器[3-5]在中、小功率隔离型DC-DC 变换器中长期处于主流地位,广泛应用于不间断供电系统(UPS)[6]和电源适配器等领域。

根据工作过程中变压器励磁电流状态的不同,ACF 变换器存在2 种工作模式:励磁电流连续模式(CCM)[7]和过渡模式(TM)[5]。CCM-ACF 变换器由于励磁电流始终为正,因此适用于大功率场合,但结电容的放电条件仅由漏感电流提供,由于漏感较小,实现ZVS 难度大。TM-ACF 变换器在开关管驱动信号上升沿来临之前,励磁电流为负,励磁电感参与谐振,由于励磁电感较大,因此容易实现ZVS。这使得多数高频、高效、高功率密度变换器的研究均采用TM-ACF架构。

尽管TM-ACF 架构更容易实现开关管ZVS,但是依然受到负载的限制,传统电压控制模式的TM-ACF变换器只能在一定负载范围内实现ZVS。实现全负载范围的ZVS 既可以保证平均效率的提高,又可以保证电路工作状态的一致性,降低前级电磁干扰(EMI)滤波器的设计难度。文献[8]提出了一种动态谐振周期控制策略,该策略使ACF 变换器随负载变化工作在4 种不同的工作模态下,但也导致开关频率变化范围(2~220 kHz)较宽,增加了磁性元件的设计难度。文献[9]提出了动态死区时间的控制策略,在一定程度上扩大了实现ZVS 的负载范围。本文同样采用动态死区时间思想,并将电流引至控制环路,提出一种励磁电感电流谷值恒定的控制策略,实现全负载范围软开关控制,通过仿真软件PSIM 进行仿真分析,验证了控制策略的有效性。

2 TM-ACF 变换器工作模态分析

2.1 TM-ACF 变换器拓扑结构

TM-ACF 变换器的拓扑结构如图1 所示,相比于传统反激拓扑,其增加了由开关管S2和箝位电容Cc构成的有源箝位电路,反激变换器由漏感Lr、励磁电感Lm和理想反激变压器模型共同组成。Coss为S1的结电容,SW 为电压跳变点,RL是负载电阻,T 为变压器。

图1 TM-ACF 变换器拓扑结构

图2 给出了TM-ACF 变换器的关键波形,励磁电流ILm为双向电流,这是其与CCM-ACF 变换器的主要区别。副边电流Is在S2下降沿来临之前降低至0,实现副边整流管的软开关。S2关断时,ILm为负,使得Lm参与谐振,将Coss的电压降低至0 V,从而实现S1的ZVS,由于Lm远大于Lr,所以Lm参与谐振时,仅需很小的反向ILm值即可使电压跳变点SW 的电压Vsw降低至0 V,这是TM-ACF 变换器比CCM-ACF 变换器更容易实现软开关的根本原因。

图2 TM-ACF 变换器的关键波形

2.2 TM-ACF 变换器工作模态分析

图3 给出TM-ACF 变换器的主要工作模态,其与传统反激变压器基本原理相似,输出电压为Vo:

图3 TM-ACF 变换器的工作模态

其中,占空比D 为S1导通时间与开关周期Ts的比值,N 为匝比。

工作模态a(t0~t1):S1导通,ILm线性上升,反激变压器储能,负载电压由输出电容Co保持,ILr为漏感电流。ILm的表达式及变化量为:

其中,ILm-为ILm的最小值,t 为时间变量,t0为该状态开始的时间。

工作模态b:S1和S2均关断,处于死区时间Td1,励磁电流给S1的结电容Coss充电,由于Td1很小,可以看做Vsw线性上升至Vin+VCoss+VD(VD为体二极管导通阈值),使S2体二极管导通,进入下一工作模态。Vsw及Td1的表达式为:

其中,ILm+为ILm的最大值。

工作模态c:Vsw线性上升至Vin+VCoss+VD后,S2体二极管及副边二极管D 导通,Lr、Cc谐振回收漏感能量,此时S2上升沿来临,即可实现S2的ZVS,Lm仅在副边电流为0 时参与谐振。

工作模态d:副边电流为0,Lm、Lr、Cc谐振,励磁电感电流和漏感电流反向增大。

工作模态e:S2关断,有源箝位电路的电流被中断,Lm的电流仍为负,Lm与Coss谐振,将Coss电压降低至0 V,此后迎来S1导通信号,即可实现ZVS。需满足以下2 个条件,确保Coss电压降低至0 V:1)Lm有足够的能量;2)死区时间足够,即:

3 TM-ACF 变换器ZVS 控制策略

根据式(6)可知,ILm必须反向增大至某一值时才能实现S1零电压导通,将该值定义为Ivalley,即:

根据上述工作模态及软开关条件的分析,本文设计了一种恒定谷值电流策略配合动态死区时间控制来实现TM-ACF 变换器的软开关,具体信号波形及逻辑过程如图4 所示。

图4 固定谷值电流动态死区时间控制策略逻辑

采样励磁电流ILm,当ILm下降至Ivalley时,触发时钟信号,根据此时Vin、Vo及ILm-的值,计算死区时间Td2,并根据电压外环比例积分(PI)计算结果得出导通时间Ton,从而生成导通时间为Td2及Td2+Ton的2 个信号x1和x2,通过逻辑关系生成控制信号S1;S1下降沿触发ILm采样及x3上升沿,根据此时Vin、Vo及ILm+的值计算死区时间Td1,从而得到导通时间为Td1的信号x3,x2和x3通过逻辑关系生成控制信号S2,ILm下降至Ivalley时触发S2下降沿,并开始下一个开关周期。

4 TM-ACF 变换器关键参数设计

本文设计了一款功率为45 W 的TM-ACF 架构DC-DC 变换器,具体指标如表1 所示,η 为效率。

表1 45 W ACF 变换器指标

按上述工作原理计算关键参数,过程如下。

1)计算变压器匝比N:

将表1 中的指标代入,取匝比为8。

2)计算励磁电感Lm:

其中,Po为输出功率。

将表1 中的指标代入,得到Lm为123 μH,通常Lr约为Lm的1%,取Lr为1.23 μH。

3)计算Ivalley,按照式(8),取Ivalley为-0.5 A。

4)计算箝位电容Cr值,通常Lr、Cr谐振周期的四分之三与变压器的磁复位时间相等,即:

得Cr约为75 nF。

5 仿真结果分析

在PSIM 中搭建如图5 所示的TM-ACF 变换器仿真模型,输出电容Co取22 μF,满载时负载RL为5 Ω。

图5 TM-ACF 变换器电路仿真模型

本文提出的固定谷值电流、动态死区时间控制策略如图6 所示,采用50 μA 电流源向0.01 μF 电容充电,当电容电压上升至0.6 V 时,被二极管箝位,将电容电压值作为系统参考信号VREF,实现系统软启动。输出电压采样信号Vos与VREF之差,经过PI 运算后得到S1的导通时间Ton。PI 运算中增益为22.6,时间常数为0.075 ms。当负载变化时,通过PI 运算调节Ton从而维持输出电压稳定。

图6 恒定谷值电流控制策略仿真模型

励磁电流ILm、输出电压Vo、输入电压Vin均被采样用来实时计算死区时间Td1和Td2,按第3 节所述逻辑结构形成S1和S2控制信号。

ACF 变换器工作在满载状态时,S1和S2控制信号、输出电流和输出电压、励磁电流及漏感电流、SW点电压波形如图7 所示。可以看出,Vsw在S1控制信号上升沿来临前下降至0 V,从而实现S1软开关,与第2节的理论分析一致。

图7 满载稳态波形

当负载在1.25 A 和2.5 A 间切换时,利用传统电压控制的ACF 变换器和利用本文提出的恒定谷值电流控制的ACF 变换器励磁电流和输出电压波形分别如图8(a)(b)所示。可以看出,传统控制策略中,励磁电感电流谷值随负载变化,而后者ILm-始终保持在-0.5 A。从局部放大波形中可以看出,前者在负载增加后,Vsw未降低到0 时产生了状态切换,即ZVS 失败;而后者始终保持ZVS,证明了提出的控制策略的有效性。

图8 1.25 A 和2.5 A 切换时变换器关键波形

负载从1.25 A 切换为2.5 A 时,死区时间Td1的变化情况如图9 所示,可以看到Td1下降,这是因为负载增大导致ILm峰值增加,使得Coss充电更快,Vsw上升至Vin+NVo所需时间更短,与式(5)一致。

图9 1.25 A 切换为2.5 A 时Td1 变化趋势

6 总结

本文提出了一种基于固定谷值电流、配合动态死区时间的ACF 变换器控制策略。在PSIM 中搭建仿真模型,对比传统控制策略和本文提出的控制策略下ACF 变换器在不同负载条件下ZVS 的实现情况,仿真结果验证了控制策略的有效性。

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