共口径双波段波导缝隙阵列天线设计技术

高志国, 王 伟, 刘 涓

(1. 北京遥感设备研究所, 北京 100854; 2. 中国航天科工集团第二研究院, 北京 100854)

0 引 言

随着精确制导技术的不断发展,多模复合制导技术得到了广泛应用。双波段复合雷达较常规雷达具有更高检测概率,更高角跟踪精度和更强的抗干扰性能。作为其关键技术,共口径双波段天线的研究和设计在国内外备受关注。目前的共口径双波段天线实现方式主要有微带交织[1-22]、反射面天线[23-24]、波导缝隙阵[25-30]3种。微带交织结构灵活,可用条形贴片交织[1-11]、条形槽交织[12-14]、环形贴片交织[15-18]、环形槽交织[19]、十字贴片交织[20-21]、十字形槽交织[22-24]等,但是微带损耗大、效率低,互耦较强无法解算导致很难实现低副瓣,不能承受高功率。共口径双波段反射面天线[23-24]的缺点是共用一个反射面,只能优先保证一个波段性能,另一个波段辐射效率较低,性能指标欠佳,而且天线高度较高,转动惯量大。文献[23]中高频段效率50%,低频段效率只有15%。文献[24]中Ku波段副瓣为-20 dB,X波段副瓣为-13 dB。文献[25]设计了一种毫米波双频正交极化波导缝隙阵,由窄边波导缝隙阵和宽边波导缝隙阵间隔排布组成,工作于30 GHz和35 GHz两个毫米波频段,这种形式两个波段极化正交,无法用于双波段同极化天线。文献[26]设计了一种由波导缝隙阵和微带贴片天线实现的Ku/X双波段共口径单脉冲天线,Ku波段副瓣-22 dB,X波段副瓣-9 dB。文献[27]设计了一种由波导缝隙阵和微带偶极子实现的Ku/C双波段共口径单脉冲天线,Ku波段副瓣-24 dB,C波段副瓣-14.5 dB。这两种复合形式[26-27]中微带贴片和微带偶极子的功率容量有限,无法用于大功率导引头,且互耦无法解算较难实现低副瓣。目前由缝隙阵实现的共口径双波段天线[28-30]都是上下分层结构,高波段波导在上层,低波段波导在下层,如图1所示,其缺点是下层低波段天线受上层高波段天线遮挡影响,导致低波段天线较难实现低副瓣,而且其驻波带宽很窄。本文提出的这种新型共口径双波段天线,是通过将压缩宽度的高窄脊波导同层间隔排布的方式实现了共口径双波段,克服了上述几种天线的缺陷。通过优化低波段缝隙阵H面间距的设计方法降低了两个波段的相互干扰,最终在两个波段都实现高性能。

图1 由缝隙阵实现的共口径双波段天线Fig.1 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna

1 天线结构布局设计

天线基本结构如图2、图3所示。两个波段的脊波导同层间隔排布,每隔两条高波段脊波导排布一条低波段脊波导。这种结构可以避免已有的文献[28-31]中两个波段上下排布相互遮挡的问题。出于结构排布的要求,脊波导被充分压缩成高窄的脊波导,波导壁厚0.5 mm。E面单元间距排布,按照低波段是高波段的两倍的原则,在保证不出栅瓣的情况下尽量拉大。

图2 共口径双波段缝隙阵天线示意图Fig.2 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna schematic

图3 双波段脊波导示意图Fig.3 Dual-band ridge waveguide cross section

波导内微波传输衰减常数计算公式[31]为

(1)

式中,f为工作频率,单位为GHz;f0为截止频率;a为波导宽度;b为波导高度。

由式(1)可知,减小波导尺寸比值b/a,衰减增大。根据脊波导等效a、b边尺寸计算本文中脊波导的衰减常数,Ku波段衰减增加0.7 dB/m,Ka波段衰减增加1 dB/m,通过辐射波导最大传输路径,可算出Ku波段衰减增加约0.07 dB,Ka波段增加约0.1 dB。波导压缩后也会降低波导击穿功率,但其击穿功率仍有几十kW,远大于小型雷达工作功率。

2 天线理论分析

2.1 阵面辐射缝隙设计

波导缝隙阵列天线具有结构紧凑、机械强度好、馈电损耗低、辐射效率高、功率容量大和可靠性高等优点,在雷达和微波通信系统中获得了广泛应用。缝隙阵辐射缝隙间的互耦可以精确解算,因此可以使每个辐射单元精确实现其幅相分布,获得需要的方向图。

对于单模的脊波导缝隙阵设计,由Elliott关于脊波导缝隙面阵的3个基本公式(式(2)～式(4))建立辐射缝隙面阵的求解方程组[32]，即

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

通过缝隙参数提取可以计算脊波导辐射缝隙的谐振长度曲线和导纳曲线,通过方向图综合可以得到阵面电压分布。已知缝隙谐振长度曲线、导纳曲线和电压分布,数值迭代求解上面的方程组,可以获得脊波导辐射缝隙的结构参数。分别对两个波段求解就可以得到整个双波段天馈的初始阵面辐射缝隙参数。

2.2 相互干扰对方向图的影响

共口径双波段天线将两个波段的脊波导缝隙阵集成到一个口径内,相互间的互耦较强,尤其是当两个天线的极化相同时,互耦对电性能的影响更加严重。本文以Ka/Ku共口径双波段天馈为例来分析两个波段天线的相互干扰问题,此设计方法适用于所有类似倍频关系天线的设计。

波导具有“高通”传输属性,低于其截止频率的微波不能在其内部传输。一般而言,低频Ku波段的微波信号,不能耦合入Ka波段脊波导内。Ku波段天线工作时,Ka波段辐射缝隙产生的寄生耦合辐射非常小。因此,Ka波段天线对Ku波段天线的性能影响很小,设计时可以不予考虑。

但是,当Ka波段天线工作时,Ku波段天线缝隙上的耦合电场强度与Ka波段缝隙电场强度相当,而且Ku波段缝隙长度约为Ka缝隙长度的两倍,Ku波段天线缝隙会对Ka波段天线缝隙造成周期性干扰,导致Ka波段天线方向图远区副瓣大幅抬高,形成二阶瓣,此二阶瓣的出现大大降低天线的各项性能,如图4所示。

图4 未考虑Ku波段干扰时Ka波段天线仿真方向图Fig.4 Ka-band antenna simulation pattern without consideration of Ku-band interference

下面分析当Ka波段缝隙阵天线工作时,Ku波段缝隙上激发的电场。脊波导辐射缝隙上的缝电压由3部分组成,表示为

(7)

(8)

(9)

式中,gmn为互耦因子,其两重积分分别在缝隙m、缝隙n各自的坐标系中进行,R、R1、R2是图5中所示的缝隙间距离。

由式(8)、式(9)可知,Ku天馈缝隙上的耦合电场是由其自导纳、Ka天馈缝隙电压、Ku天馈缝隙与Ka天馈缝隙的相对位置决定的,可以通过改变两者的相对位置关系来降低Ku天馈缝隙上的电场。Ku天馈缝隙与Ka天馈缝隙在E面方向的相对位置由于结构关系,无法更改。Ku天馈缝隙与Ka天馈缝隙在H面方向的相对位置可以通过调节Ku天馈H面方向缝隙间距来调节。

通过优化Ku波段缝隙H面的间距后,根据式(2)～式(4)重新迭代设计共口径双波段缝隙阵各参数,其Ka波段的方向图副瓣明显改善,如图6所示,仿真结果显示远区二阶瓣消失。

图5 计算缝隙互耦的几何关系Fig.5 Geometry of slots during calculating mutual coupling

图6 优化Ku缝隙间距后Ka天线仿真方向图Fig.6 Ku-band antenna simulation pattern after optimization of Ku-band slots spacing

2.3 相互干扰对匹配的影响

由脊波导缝隙阵设计的式(4),可知当脊波导缝隙的总有源导纳为1或2时(端馈为1,中心馈电为2),达到端口匹配。 共口径双波段缝隙阵中,当Ka波段缝隙阵工作时,Ku波段的缝隙也会形成电场分布,可看作工作在高次模的寄生缝隙。因此,Ka波段辐射缝隙的有源导纳,不但受Ka波段辐射缝隙间的互耦影响,还受到Ku波段辐射缝隙的影响。式(3)中的MCmn计算公式为

(10)

图7为计算Ka波段缝隙有源导纳特性的模型,模型中2条Ku脊波导缝隙阵夹杂在5条Ka脊波导缝隙阵之间,每条Ka波段脊波导一端都有一个馈电端口,端口与最近的Ka缝隙中心距离为λgka/2。Ka脊波导另一端短路,短路与最近的Ka缝隙中心距离为λgka/4。Ka波段缝隙之间的距离为λgka/2,满足驻波阵工作条件。Ku缝隙间距,采用优化后对Ka方向图影响最小的间距。Ku缝隙缝长采用Ku波段自由空间半波长λ0ku/2,Ku缝隙偏置选用Ku波段缝隙阵的平均偏置。Ka缝隙都用相同的偏置dx和缝长Lslot,在不同的缝隙偏置下,在半波长附近参数扫描缝长。

图7 仿真计算Ka波段缝隙有源导纳特性的模型Fig.7 Simulation model for calculating K-band slot active admittance

根据波导缝隙匹配理论,在检测端口的Y矩阵参数可以等效于距测试端口λg/2出的辐射缝隙的Y矩阵参数,在谐振时,缝隙的等效导纳为实数。因此,Im(Y(11))=0时,缝隙谐振,此时的缝隙长度为缝隙偏置dx情况下的谐振长度,此时的导纳即为同一条脊波导上所有缝隙的有源导纳和。同一条脊波导上的缝隙是并联关系,可假设相同偏置下其有源导纳相等,因此单个缝隙归一化有源导纳计算式为

(11)

式中,Y11为端口导纳;Z0为脊波导特征阻抗;N为同一条波导上的缝隙数。

通过dx和Lslot的参数扫描,即可得到缝隙的谐振长度曲线和归一化有源导纳曲线。对图7中不同条脊波导上的缝隙,分别计算可得出包含Ku波段影响的Ka波段缝隙谐振长度曲线和归一化有源导纳曲线,与不包含Ku波段影响的Ka曲线对比,如图8和图9所示。发现在Ku波段的影响下,Ka波段缝隙有源导纳增大,谐振长度也略有变化。采用包含Ku波段影响的曲线,开展共口径双波段天线中Ka波段脊波导缝隙阵的设计,可以消除Ku波段耦合干扰带来的驻波失配问题。

图8 不同位置波导上缝隙的有源导纳曲线Fig.8 Active admittance curves of slots at different locations

图9 不同位置波导上缝隙的谐振长度曲线Fig.9 Resonant length curves of slots at different locations

3 天线主要性能指标仿真结果

对Ku/Ka共口径双波段波导缝隙阵列天线进行建模仿真,仿真模型如图10所示。Ku波段仿真结果如图11和图12所示,驻波在200 MHz带宽内小于1.35,E面副瓣小于-25.2 dB,H面副瓣小于-28.3 dB,增益为28.7 dB。Ka波段仿真结果如图13和图14所示,驻波在400 MHz带宽内小于1.8,E面副瓣小于-26.1 dB,H面副瓣小于-27.8 dB,增益为34.5 dB。

图10 Ku/Ka共口径双波段波导缝隙阵天线仿真模型Fig.10 Ku/Ka co-aperture dual-band waveguide slot antenna simulation model

图11 Ku波段驻波仿真结果Fig.11 Ku-band antenna standing wave simulation results

图12 Ku波段方向图仿真结果Fig.12 Ku-band antenna pattern simulation results

图13 Ka波段驻波仿真结果Fig.13 Ka-band antenna standing wave simulation results

图14 Ka波段方向图仿真结果Fig.14 Ka-band antenna pattern simulation results

4 天线主要性能指标测试结果

按照仿真模型进行生产、调试和测试,Ku波段的方向图测试结果如图15和图16所示,200 MHz带宽内驻波小于1.6,E面副瓣都低于-23 dB,H面副瓣都低于-24.5 dB,实测增益28.1 dB。Ka波段的测试结果如图17～图20所示,400 MHz带宽内驻波小于2,E面副瓣低于-25 dB,H面副瓣低于-27 dB,实测增益为33.6 dB。从实测结果可见,Ku波段和Ka波段的E面、H面方向图与仿真结果吻合度较高,Ku波段增益实测结果比仿真结果低0.6 dB,口径效率为54%,Ka波段增益实测结果比仿真结果低0.9 dB,口径效率为47%。

表1为本文所测结果与其余文献所测结果的对比,经对比可发现本文的副瓣、增益和效率具有明显优势。

图15 Ku波段天线驻波测试结果Fig.15 Ku-band antenna standing wave test results

图16 Ku波段天线E面方向图测试结果Fig.16 Ku-band antenna pattern test results for E surface

图17 Ku波段天线H面方向图测试结果Fig.17 Ku-band antenna pattern test results for H surface

图18 Ka波段天线驻波测试结果Fig.18 Ka-band antenna standing wave test results

图19 Ka波段天线E面方向图测试结果Fig.19 Ka-band antenna pattern test results for E surface

图20 Ka波段天线H面方向图测试结果Fig.20 Ka-band antenna pattern test results for H surface

文献实现形式频段副瓣(高频/低频)/dB增益(高频/低频)/dB效率(高频/低频)[23]反射面天线-18.6/-19.644.0/27.650%/15%[24]反射面天线Ku/X-18/-12.5[25]缝隙阵/窄边缝隙阵Ka/Ka-20/-17.625.4/24.836%/43%[26]缝隙阵/微带贴片Ku/X-22/-9[27]缝隙阵/微带偶极子Ku/C-23/-14.528.2/18.6[28]缝隙阵/SIW缝隙阵Ka/X-22/-17[30]脊波导缝隙阵Ka/X-25/-2032.1/23.044%/47%本文脊波导缝隙阵Ka/Ku-25/-2333.6/28.147%/54%

5 结 论

本文提出了一种新型的共口径双波段波导缝隙阵列天线设计方法,该天线由工作于不同波段的两个脊波导缝隙阵天线同层间隔排布组成,特别适用于小型双波段雷达天线设计。文中采用优化低波段天线H面间距来减弱相互干扰对高波段天线方向图的影响,采用包含两个波段缝隙的模型参数提取高波段缝隙导纳参数,消除了相互干扰对高波段天线驻波匹配的影响。设计实例的测试结果与仿真结果比较吻合,表明这种设计方法切实可行,能够使两个波段天线都满足高增益、低副瓣等需求。