新型双圆极化单脉冲天线∗

(西安电子科技大学电子工程学院天线与微波重点实验室,陕西西安710071)

0 引言

为了精确获得目标的角度和速度,单脉冲雷达发挥了重要作用。单脉冲天线作为单脉冲雷达的最重要的一部分,始终是人们研究的重点[1-3]。单脉冲天线实现原理比较简单,即通过变换不同象限中辐射单元的相位,就可以实现和波束、方位差波束及俯仰差波束。早期单脉冲天线主要利用卡塞格仑天线实现,使用多模喇叭或其他多模技术获得单脉冲天线的和、差信号[4]。但是单脉冲雷达为了搜寻目标需要快速转动,而反射面天线体积笨重,其转动惯量大,不利于天线的快速移动、快速展开。在随后的发展中,由于波导缝隙天线具有增益高、体积小、辐射效率高,以及无口径遮挡效应、可精确控制天线表面电磁场的分布、有效抑制交叉极化分量的显著特点,常被用来设计单脉冲天线。当微带天线加工技术逐渐成熟后,由于其低剖面、重量轻、易于共形、结构简单、成本低等原因,成为多数天线设计的首选,大量以微带形式为基础的单脉冲天线出现在人们眼前[5-8]。目前国内外出现了许多针对单脉冲天线新型技术,如基于介质集成波导的毫米波平面单脉冲天线[2],主要发展趋势也是小型化、功能多样化。而基于微带分析耦合的双圆极化单脉冲天线正满足这样的需求。其包括双圆极化单元、双圆极化的馈电网络、单脉冲和差网络。双圆极化单元采用微带双H缝隙耦合的形式,单元馈电则采用3 d B电桥。为了得到更好的轴比,阵中每一个单元都按照一定规律旋转,因此馈电网络根据单元的排布不同也作相应的调整。和差网络在计入单元圆极化特性后,通过环形电桥来实现。最后对天线加工实物进行了实测,对实测结果进行了分析。

1 双圆极化单元设计

天线单元的选择要从天线辐射特性、结构形式、带宽,以及辐射效率等方面考虑。双圆极化单脉冲天线首先要实现双圆极化功能,即天线单元就应满足双圆极化的特性。由于微带天线低剖面、易于加工、低成本等原因成为许多天线首选。利用微带天线实现双圆极化的方式很多,其中微带缝隙耦合形式因为馈电网络与辐射贴片分层后,从而可以屏蔽掉多余的馈线辐射,另外天线馈电网络可以使用不同厚度的介质基板,如采用厚基板来提高天线带宽,等等。本文就是利用微带缝隙耦合形式来实现双圆极化功能。图1为天线单元结构示意图。

图1 双圆极化H形缝隙耦合单元

图2为单元馈电网络设计过程。首先,为了实现单元的双圆极化功能,单元的馈电网络选用3 dB电桥。其次,为了将馈电网络与辐射缝隙良好的匹配将电桥进行了变形,即从耦合支路中线处弯折90°,使得电桥两输入端分别对应左旋圆极化和右旋圆极化,两输出端分别对应H型缝隙,且通过耦合向辐射贴片馈电。

图2 单元馈电网络设计过程

由于采用电桥的形式馈电,单个H型缝隙无法实现双圆极化馈电,因此两个H形缝隙的排布势必造成辐射贴片馈电的不对称性。为了消除影响,对辐射贴片的大小、高度,以及H型缝隙尺寸利用仿真软件HFSS进行了优化。其中Ls=18 mm,La=6 mm,D=55 mm。图3为天线单元左旋圆极化和右旋圆极化方向图。从图3中可以看出方向图对称性较好,且主极化分量与交叉极化分量之差在主波束范围内达到20 dB以上,满足阵列天线对单元性能的要求。

图3 天线单元方向图仿真结果

2 双圆极化阵列设计

由于单脉冲天线需要形成和差方向图,使得天线阵列分成4个对称的象限。如前文分析的那样,矩形栅格形式的阵列最常见,也按照这种形式排布天线单元。首先研究2×2阵列的辐射特性,天线仿真模型如图4所示。

图4 2×2阵列仿真模型

2×2阵列方向图仿真结果如图5所示。从方向图仿真结果可以看出,天顶方向主极化与交叉极化差别仅有15 dB左右,而且φ=0°和φ=90°切面左右副瓣不对称。

图5 2×2阵列方向图仿真结果

对圆极化天线而言,抑制交叉极化电平使其达到最佳的圆极化性能是十分重要的。根据阵列天线方向图乘积定理,当阵列中由相同辐射元组成时,阵列方向图等于单元方向图与阵因子的乘积。如果不考虑每个单元电流分布的差异和电磁波绕射的影响,阵列的交叉极化电平与天线单元交叉极化电平相同。为了提高圆极化阵列天线的极化纯度,必须对阵列形式进行优化。通常利用旋转辐射单元,并且根据旋转的角度来确定每个单元输入相位的变化来实现交叉极化抑制。本文也是基于这样的原理调整圆极化天线单元排布形式,从而达到对交叉极化抑制的目的,图6为旋转后的2×2阵列。

图6 2×2阵列旋转后仿真结果

从方向图仿真结果可以看出,当单元经过旋转后,方向图对称性都有很大的改善。特别是主极化与交叉极化之差在天顶方向达到65 d B以上。由此可以说明旋转单元对圆极化阵列天线而言十分重要,这种方法有效地抑制了交叉极化。

在分析过2×2阵列的基础上,讨论4×4阵列交叉极化抑制。首先,将经过单元旋转后的2×2阵列排布成4×4的阵列,如图7所示。此时发现每一个象限的单元都已经旋转对称,采用旋转每一个象限来抑制交叉极化已经没有意义。因此考虑通过改变每个象限的初始馈电相移来实现交叉极化抑制,下文将对此进行详细讨论。

图7 4×4阵列示意图

3 馈电网络设计

馈电网络的实际应从简单到复杂,首先根据2×2阵列的结构特点设计馈电网络,图8为其仿真模型。

图8 2×2阵列馈电网络示意图

从图8中可以看出,为了使每个单元产生90°的相差,T型功分器中加入了3段90°移相段。这样可以很好地保持每个单元同相输入,同时能够很好地抑制交叉极化。

在此基础上将2×2阵列扩展到4×4阵列。并且根据前文中圆极化交叉极化抑制的方法,旋转馈电网络,如图9所示。

图9 4×4阵列结构示意图

从图9中可以看出,每一个象限的馈电网络依次旋转了90°,同时为了达到同相输入的目的,每个端口馈电也相应有90°的相差。如左旋圆极化,每个象限阵列应超前90°;若是右旋圆极化,每个象限阵列应滞后90°。图10为整个阵列方向图仿真结果。

从阵列总体仿真结果可以看出,左旋和右旋圆极化方向图的交叉极化特性以及对称性都得到了很好的改善,由此说明通过旋转馈电网络达到了对交叉极化抑制的目的。到此天线阵列的设计告一段落,下一步需要对和差网络进行设计,最终实现双圆极化单脉冲功能。

4 和差器设计

对通过比幅法实现单脉冲功能的天线而言,和差网络属于十分重要的部件,它完成对接收到的雷达信号进行比较,从而得到目标的角度信息。和差器的实现一般通过魔T、环形电桥和“十”字形分支线电桥来实现。魔T主要在波导形式的单脉冲天线中使用,对于微带单脉冲天线而言,一般采用环形电桥或“十”字形分支线电桥。

图10 4×4阵列方向图仿真结果

双圆极化单脉冲天线与以往的线极化单脉冲天线不同,其主要体现在为了抑制天线的交叉极化,每个象限的辐射单元和馈电网络都进行了旋转,因此每个象限的初始相位会依次滞后或超前90°。所以在设计和差网络时必须考虑到这个因素。

图11为和差网络原理框图,每个输入端都考虑了初始相位。图12为根据原理框图设计的“十”字形三分支电桥和差网络模型,它既适用于左旋圆极化,也适用于右旋圆极化,不同之处就是在不同极化情况下,网络的和差端口不同。对于左旋圆极化阵列,端口5,6,8分别为和端口、俯仰差和方位差端口;对于右旋圆极化阵列,端口7,6,8分别为和端口、方位差和俯仰差端口。因此在天线样机验证过程中,加工了两套和差网络。

5 天线实测结果分析

根据前文分析与仿真设计,加工了天线样机,图13为天线实物。在天线装配完毕后,利用矢量网络分析仪R&S-ZVB 20对天线的S参数进行了测试。图14为S参数测试结果。

图11 和差网络原理框图

图12 和差网络仿真模型

图13 天线实物

图14 天线S参数实测结果

天线样机在微波暗室内进行了方向图测试,图15给出了双圆极化单脉冲天线的远场方向图测试结果。测试内容包括中心频点处左旋和右旋圆极化和波束、方位差波束、俯仰差波束方向图。同时为了说明天线轴比特性,测试结果还包括和波束状态下的交叉极化特性。

图15 天线方向图测试结果

从图15方向图测试结果可以看出,测试结果总体与仿真吻合较好,只是左旋圆极化方位和俯仰差波束方向图对称性不好,且两种波束的零深没有重合。经分析,认为是在安装及接头焊接时存在误差及虚焊,导致天线输入相位与理论值之间存在偏差,从而导致方向图对称性不好。

天线增益通过比较法获得,其中左旋圆极化天线和波束增益为19.32 dB,右旋圆极化和波束增益为19.78 d B。增益测量结果与指标要求稍有差距,但总体上天线各项性能达到了设计指标要求。

6 结束语

本文首先介绍了基于微带缝隙耦合的双圆极化单元,其次分别介绍了2×2单元的交叉极化抑制、4×4单元交叉极化抑制和双极化馈电网络的设计,最后根据天线单元特性,设计了分别适合左旋和右旋的和差器。经过实测,天线总体达到了指标要求。但仍有不足之处,主要包括和差网络由于尺寸限制没有与馈电网络集成在同一平面,造成加工难度增加等,在今后的设计中应该提高整个馈电网络的紧凑性。

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