用于北斗终端系统介质埋藏天线的设计

倪国旗++刘芳++韩非凡

摘 要： 传统的微带贴片天线中的辐射贴片振子都采用矩形（方形）、圆形、三角形、Y形等形状，一般使用单馈法加入微扰激励圆极化波，这里描述的立体式介质埋藏微带贴片八木天线中的辐射贴片振子不同于传统的形状，采用了梅花形辐射贴片振子，并在辐射贴片上开矩形槽，用单点馈电激励圆极化波。仿真结果表明在北斗射频信号[S]（2.491 GHz±10.23 MHz）的中心频率上，该天线的最大增益为8.72 dB；将梅花形贴片改变成花瓣形贴片后的仿真天线增益增大到8.82 dB，轴比带宽和[S11]阻抗带宽变宽，为实物天线的制作提供了依据。

关键词： 介质埋藏天线； 八木天线； 圆极化； 花瓣形贴片

中图分类号： TN821?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）17?0075?05

Design of dielectric embedded antenna applied in BeiDou terminal system

NI Guoqi1， 2， LIU Fang1， HAN Feifan1

（1. School of Information and Communication Engineering， Guilin University of Electronic Technology， Guilin 541004， China；

2. The 2nd Department， Air Force Airborne Academy， Guilin 541003， China）

Abstract： The radiation patch vibrator in traditional radiation patch antenna adopted the shapes of rectangle （square）， round， triangle and the Y shape. The infinitesimal disturbance is added by using single?feedback method to stimulate the circularly?polarized wave. The described radiation patch vibrator in Yagi antenna of spatial dielectric embedded microstrip patch is different from the traditional shapes， which adopts the quincuncial shape， and a rectangular groove is dug on the patch. The circularly?polarized wave is stimulated by single?point feed. The simulation results show that the maximum gain of the antenna is 8.72 dB at the center frequency of BeiDou radio?frequency signal [S]（2.491 GHz±10.23 MHz）. The simulation gain of the antenna is increased to 8.82 dB by changing the quincuncial patch into the petaling patch， and the bandwidth of axial ratio and [S11] impedance becomes wider， which provides the basis for producting the actual antenna.

Keywords： dielectric embedded antenna； Yagi antenna； circular polarization； petaling patch

0 引 言

北斗卫星导航系统是我国自主研发的卫星导航系统[1?2]，北斗接收终端的天线一般采用圆极化的极化方式，这是由于圆极化的极化方式相比线极化具有抗干扰能力强等优势。本文以[S]（2.491 GHz±10.23 MHz）频段为例，借鉴微带天线的圆极化技术，在辐射贴片的表面开槽，利用单馈法分离出两个幅度相等、相位相差90°的简并模，从而实现该天线的圆极化[3?4]。

介质埋藏微带天线是将微带天线的金属贴片完全埋入介质中，金属部分不与空气接触，从而增强天线的隐蔽性[5]。目前对介质埋藏天线的研究主要集中在埋藏形式与结构、如何增加天线的增益和带宽等方面。文献[6]论证介质埋藏天线的可行性，其通过将相同尺寸的微带振子天线、贴片对称振子天线和介质埋藏天线三种天线做了比较。这三种天线除了谐振频率和增益相差较大外，其余的差别不明显，说明介质埋藏贴片振子天线不仅具有与微带振子天线相似的性能，还能缩短天线的长度。文献[7]设计了一种新型的立体式介质埋藏微带八木天线，其与平面式介质埋藏微带八木天线相比，在增益、带宽等方面更优。文献[8]设计了一种新型的能拓宽阻抗带宽的宽带微带天线，其贴片形状为一个270°的圆形，然后在其上切去一个矩形槽，在合适的位置设置馈电点拓宽天线的带宽。此天线的仿真和测量阻抗带宽（驻波比小于2）约为450 MHz，相对带宽约为44.9%，最大增益接近于9 dBi。本文采用立体式介质埋藏微带八木天线结构，借鉴文献[8]的新型贴片思想，结合微带天线圆极化技术，设计了一种新型的梅花形辐射贴片振子式天线，并在其基础上改进贴片形状，从而使天线的仿真增益和带宽达到设计要求。

1 天线结构设计与优化

1.1 天线结构设计

借鉴八木天线的结构形式，采用层叠的方式设计成立体式介质埋藏天线，天线的整体结构如图1（a）所示，天线包含6个介质层（从底层依次往上分别为[h1，][h2，][h3，][h4，][h5，][h6]）、1个反射贴片振子、1个辐射贴片振子和3个引向贴片振子。反射贴片振子为正方形，正方形的边长为[L1，]中间切去一个小圆。辐射贴片振子为梅花形，由中间的正方形外加直径为正方形边长的4个半圆组成，正方形的边长为[L2，]由于需要辐射出圆极化波，在辐射贴片振子上开出一条矩形槽，其长度为[b，]宽度为[a，]馈电点位于辐射贴片的[x]轴上，如图1（b）所示。馈电点在辐射贴片振子的[x]轴正方向上，馈电同轴线外径与反射贴片相连接。3个引向贴片振子的形状都为圆环，外径为[r1，]内径为[r2，]介质板的尺寸为[L×L。]

1.2 介质基板的选择与设计

介质基板的选择影响介质埋藏微带天线的性能，所以选择一种好的材料对天线的设计具有重要作用。在天线设计中广泛使用的材料是FR?4和Rogers 5880系列的板材，但是FR?4的正切损耗值较大，天线的损耗大，增益不高；而使用Rogers 5880，虽然天线的正切损耗比较小，但是介电常数比较小，会造成介质埋藏天线的体积比较大。所以综合考虑上述因素，采用Arlon AD 450，该材料的介电常数为4.5，正切损耗值为0.003，选用的厚度为0.762 mm。

1.3 各贴片振子设计与优化

介质埋藏天线是先将传输线上的导行波变换成在介质中传播的电磁波，再由介质传播到自由空间。因此，电磁波在介质中的波长为：

[λ=cf0εr=λ0εr] （1）

式中：[εr]是介质的相对介电常数。因此，天线的辐射贴片振子的尺寸与[λ]有关，介质的[εr]越大，则天线的辐射贴片振子的尺寸越小，这样天线的整体尺寸也会减小，所以相对自由空间中的天线，介质埋藏天线可以减小天线的尺寸。根据介质埋藏微带立体式八木天线的原理，利用式（1）计算出辐射贴片振子的尺寸[L3=λ2≈]28.6 mm，本文的辐射贴片采用正方形和半圆组合的形状，根据等面积法，[L23=L22+πL222×4，]可得[L2≈]17.7 mm。

根据八木天线的原理，引向贴片的尺寸小于辐射贴片的尺寸，辐射贴片的尺寸小于反射贴片的尺寸[9?10]，反射贴片的边长初值设置为[L1=]35 mm，其中间的小圆半径设置为[r0=]2 mm，引向贴片采用圆环形贴片，其内径初值设置为[r2=1] mm，外径初值设置为[r1=6]mm。

为了便于实物的加工制作，介质层的厚度均设置为单层Arlon AD 450介质板厚度的整数倍，即[h1=h6]=7.62 mm，[h2]=3.81 mm，[h3=h4=h5=]15.24 mm。设置矩形槽的长度初值为[a=]13 mm，宽度初值[b=]3 mm，同轴馈电点的位置位于辐射贴片的[x]轴正方向上[（xc，0）=]（6 mm，0 mm）处，介质板的尺寸设置为[L×L=]40 mm×40 mm。

根据上述设置天线的各个尺寸大小，使用电磁仿真软件HFSS 13进行仿真优化，优化后的天线尺寸如表1所示。

1.4 梅花形辐射贴片振子的改进设计

从图1（b）的梅花形辐射贴片振子的形状可以看出，梅花形贴片中相邻两个半圆之间的过渡太尖锐，为了过渡平缓，在中间增加一个扇形的结构，改进后的花瓣形辐射贴片振子结构如图2所示，天线的其他结构及其尺寸都不变。

对改进后的天线进行仿真优化，优化后的天线尺寸如表2所示。

1.5 天线馈电设计

由于圆极化电磁波可以入射对称目标，因此将其应用到移动通信和GPS领域能够抑制雨雾干扰和抵抗多径反射[11]。所以，我国北斗卫星导航系统内所有卫星发射的信号都是圆极化电磁波。因此，在设计介质埋藏天线的馈电方式时也采用圆极化的极化方式。

目前圆极化微带天线主要由谐振式和行波式实现[12]，谐振式可分为单馈法、多馈法和多元法。由于单馈法具有结构简单、无需外加相移网络和功分器等优点，因此本文采用单点同轴馈电，基于腔模理论，通过引入几何微扰，破坏馈电平衡性，使得简并模分离，产生两个辐射正交极化的简并模[13]，从而实现圆极化。对于单点馈电的天线实现圆极化的方法也有很多种，例如细微改变天线形状（切角，近似方、圆形等），表面开槽，外加相移网络等[14]。

分离单元使馈电场形成两个空间正交简并模的谐振频率发生分离， 分离的大小取决于[ΔSS]。为实现圆极化， 这两个模必须达到幅值相等、相位相差90°。相等幅值可以通过适当选择馈电位置实现。产生90°相移的方法有两种：一种是设置合适的馈电点位置，另一种是设置合适的分离单元尺寸。

本文以一种表面开槽的方法实现圆极化，即在梅花形微带辐射贴片振子上切去一个矩形槽，如图1（b）所示。这一部分的面积为[ΔS=a×b，]其中[b]为矩形槽的长度，[a]为矩形槽的宽度。[Q]与[ΔSS]之间的关系式[15]为：

[（Q2-1）Q2（2Q2-1）（M2+N2）=MN1+（2Q2-1）MNM2+N2] （2）

在此方程中，[M=（1+mΔSS），N=（1+nΔSS），]本文设计的天线馈电点位于[x]轴正方向上，可将其归为A类。A类实现圆极化的条件是：

[ΔSS=12Q] （3）

式中：[Q]是贴片的品质因素，贴片面积为[S=（1+π）L22]。

经过理论推导可知，只要简并分离单元满足式（3），即可实现对此种贴片振子馈电的圆极化。

2 仿真实验与实物测试结果分析

2.1 梅花形辐射贴片振子式天线仿真结果分析

梅花形辐射贴片振子式天线仿真结果如图3所示。

从图3（a）可以看出，小于-10 dB的频带范围为2.333～2.738 GHz，天线的相对带宽约为16.26%。从图3（b）可以看出，2.366～2.557 GHz频段范围内的轴比小于3 dB，轴比带宽为191 MHz，满足北斗天线20 MHz轴比带宽的要求。天线在2.491 GHz处的方向图如图3（c）所示，E面半功率波束宽度为66°，H面半功率波束宽度为66°。从图3（d）可以看出，天线在2.491 GHz频点处，在最大增益方向上右旋圆增益比左旋圆增益高31.774 dB，所以天线的极化方式为右旋圆极化方式。天线单元在2.491 GHz处的仿真增益约为8.72 dB。

从上述仿真结果分析可以看出，本文设计的介质埋藏微带天线能够满足北斗接收终端天线的各项性能指标要求。

2.2 花瓣形辐射贴片振子式天线仿真结果分析

花瓣形辐射贴片振子式天线仿真结果如图4所示。

从图4（a）可以看出，具有花瓣形辐射贴片振子天线的[S11]曲线小于-10 dB的频率范围为2.337～2.75 GHz，相对带宽约为16.58%。从图4（b）可以看出，E面波束宽度和H面波束宽度均为65°。从图4（c）可以看出，在最大辐射方向上右旋圆增益比左旋圆增益大23.8 dB，所以极化方式为右旋圆极化方式。从图4（d） 可以看出，天线在2.373～2.571 GHz频带范围内轴比小于3 dB，轴比带宽为198 MHz。天线单元在2.491 GHz频点上的最大增益为8.82 dB。

以上两种辐射贴片振子式天线的性能比较如表3所示。

通过上述参数的比较，可以看出：花瓣形辐射贴片振子式天线的各项性能略优于梅花形辐射贴片振子式天线。出现此结果的主要原因是：在梅花形贴片振子的相邻半圆之间加入扇形贴片，扇形贴片相当于在其梅花形贴片振子旁边增加了4个寄生贴片，而增加寄生贴片可增加天线的增益，拓宽天线的带宽，因此前者的增益更高，带宽更宽。

2.3 花瓣形辐射贴片振子式天线实物测试结果分析

将花瓣形辐射贴片振子式天线制作成实物，如图5所示，并使用矢量网络分析仪测试其[S11]参数和驻波比，其测试结果如图6所示。

从图6（a）可以看出，[S11]曲线小于-10 dB的频率范围在2.35～2.62 GHz内，相对带宽约为10.8%，比仿真的带宽小。

另外，使用比较法测试了天线的增益，天线的最大增益为4.8 dB，天线增益比较低的原因有三个：

（1） 加工的误差。天线加工时，蚀刻的天线贴片振子的尺寸（反射贴片振子，辐射贴片振子和引向贴片振子的长度和宽度）对整个天线的增益都有影响，另外基片厚度粘接的不均匀也影响天线的增益。

（2） 手工粘接制作时，3个引向贴片振子之间没有对齐，导致天线的增益降低较多。如图7所示的[N]元八木天线，振子1为反射器，振子2为有源振子，振子3到[N]为引向器，[N]个振子的长度分别为[2l1，][2l2，][…，][2lN，]其余振子距离反射振子的长度分别为[d2，][d3，][…，][dN，]并假设振子的电流按正弦分布，则可得到各振子的波腹电流为：

[IMi=IMiejβi] （4）

式中：[IMi]为第[i]个振子上波腹电流的幅度；[βi]为第[i]个振子上的电流与第一个振子上电流的相位差。

根据天线阵理论，可得八木天线的方向函数[16]为：

[f（θ，?）=f1（θ）?fa（θ，?）] （5）

式中：[f1（θ）]为辐射元方向函数；[fa（θ，?）]为阵因子。

由于似半波对称振子的方向图函数基本相同，因此假设各单元的方向图函数是相同的，辐射元方向图为：

[f1（θ）=cos（kl2cosθ）-coskl2sinθ] （6）

阵因子由各单元间距和电流比决定，其一般表达式为：

[fa（θ，?）=i=1NIMiIM1ejψi] （7）

式中[ψi=（βi-β1）+k（di-d2）sinθ?sin?。]

根据对上述八木天线的分析，设计的立体式微带八木天线的最大辐射方向是在（[θ=0，?=0]）方向上。其中的一个引向贴片振子没有与其他引向贴片振子对齐， 会影响该振子的相位差，从而影响阵因子，继而影响天线的增益。

（3） 馈电方式选择不当。本文的同轴馈电焊接方法为：将同轴线内芯探针与辐射贴片馈电点焊接，同轴线的屏蔽层与设计的天线的反射贴片焊接起来，这样就容易造成同轴电缆的芯线和屏蔽网两者的电流失去平衡，使馈线的屏蔽网也成了天线辐射器的一部分，恶化了天线的参数，使天线的增益降低。在后续的天线设计中，使用巴伦结构的馈电形式解决，采用[14]波长扼流套阻止同轴线外壁电流回流。

3 结 语

本文根据八木天线理论和天线馈电圆极化技术，设计出梅花形辐射贴片振子式天线的各个贴片尺寸初值，利用HFSS软件进行建模仿真和优化，优化后的天线性能符合北斗接收终端的天线设计要求。为了使天线性能更优，对辐射贴片振子的形状进行了改进设计，通过对这两种天线的性能结果比较表明，经过改进后的天线增益较高，相对带宽较大，轴比带宽较大，更符合设计要求。该天线可以作为一个阵元，为后续需要更大增益的中、大型天线阵设计奠定基础。

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