猝发式直扩系统载波同步技术研究

2012-11-26张福洪吴铭宇易志强

杭州电子科技大学学报(自然科学版) 2012年4期

张福洪，吴铭宇，易志强

(杭州电子科技大学通信工程学院，浙江杭州310018)

0 引言

由于载波多普勒频移和收发端时钟漂移等因素的存在，直扩接收机必须通过载波同步才能在接收端消除频差和重构载波相位，以实现相干解调。在载波同步技术中，锁相环虽然具有较好的相位跟踪能力，但对通信链路干扰的容忍能力较差，在频差较大和信噪比不高的情况下，会导致环路牵引时间增长，甚至无法入锁。锁频环由于环路带宽较大而具有较大的捕获带宽，但频率跟踪精度却因此相对较低。在直接捕获载波相位有难度的情况下，锁频环在实际应用中经常被用于频率的精确捕获，以较快的消除大部分多普勒频移的影响［1］。本文所涉及的短时猝发式扩频通信系统要求捕获带宽±30kHz，大于锁频环捕获带宽，且导频符号有限，同步时间要求较短。为了兼顾动态性能、捕获时间和跟踪精度的要求，并结合猝发信号体制的特殊性，本文提出了一种在极低信噪比条件下，适用于大频偏情况的载波同步方案，采用扫频实现频率粗捕，再通过锁频环与锁相环级联的复合数字软环来实现载波跟踪，使接收机既能承受环路带宽与动态性能之间的折中，又同时满足跟踪精度和一定动态性能［2］。

1 载波同步方案分析

载波同步流程如图1所示。载波同步包括载波捕获和载波跟踪。扫频以较大的频率步进使频差减小到锁频环频率捕获带宽内，以实现频率粗捕;利用锁频环跟踪频率，使频差进入锁相环的快捕带内，以实现频率精捕;最后启动Costas环捕获并跟踪载波相位。

图1 载波同步流程图

1.1 频率粗捕

在高动态环境中，频率粗捕同时伴随着伪码捕获，实现频率粗捕需要在一个时域和频域构成的二维平面同时进行搜索。对多普勒频移的搜索可以将频率捕获范围分成多个区间串行扫频完成;对码相位的搜索可以利用匹配滤波器进行伪码相关峰计算完成码元搜索。

直扩系统中伪码相关峰检测量可以如下表示［4］:

式中，Ts为符号间隔，R(c(n))为伪码相关函数，Δf为多普勒频偏，d(n)为有效数据。本项目要求频率捕获范围为±30kHz，考虑到猝发系统导频符号有限，且同步时间要求较短，故采用如表1所示的快速扫频方式。在±30kHz的频率捕获范围内，扫频分两轮进行，分别以发射频率Ω和首轮锁定频点Ωo为基准，以1.5Rs和0.5Rs为频率间隔，对表1中参考频点进行串行搜索。匹配滤波器分别在各个频点下对伪码相位进行遍历搜索，并利用伪码自相关性计算相关峰值，取相关峰值最大时的频点作为捕获频点，从而将频差缩小到［－Rs/4，+Rs/4］以内，且以较少的导频符代价完成频率粗捕。

表1 扫频频点设置

1.2 频率精捕

锁频环常采用叉积自动频率控制(Cross Product Automatic Frequence Control，CPAFC)跟踪环来完成频率牵引，使本地频率和载波频率基本保持一致［4］。叉积鉴频原理的实质是对载波相位差分跟踪，由于它对信号相位反转不敏感，使其在信号初始跟踪时，频率跟踪比相位跟踪更容易实现。叉积自动频率控制跟踪环的鉴频范围为［－Rs/4，+Rs/4］，与扫频后残余频偏范围一致。但在实际信道中，由于噪声等因素的影响，扫频锁定频点有可能偏离理论频点，残余频差将超过鉴频范围而使锁频环无法正常跟踪。为增大鉴频范围，方案采用四象限正切鉴频算法，改进后CPAFC环原理图如图2所示，鉴频函数如下:

式中，叉积Cross(k)=Sa2(ΠΔfTb) sin( 2 ΠΔfTb)，点积Dot(k)=Sa2(ΠΔfTb) cos( 2 ΠΔfTb)，Δf为残余频偏，Ts为符号间隔。改进后的锁频环鉴频范围增大一倍至［－Rs/2，+Rs/2］。经由CPAFC环频率牵引后，本地载频与接收信号载频之间仍存在较小的残余频差，需通过PLL对相位进行精确跟踪，同时对频偏进行一定程度的补偿。

1.3 相位跟踪

本方案采用Costas环实现载波的精确跟踪，原理结构如图3所示。Costas环广泛应用于抑制载波调制信号的解调中，在捕获范围内有良好的跟踪性能，可以提供较低的误码率［5］。Costas环鉴相函数为:

由于误差函数与频差和相差有关，当频差较小时，由频差引起的鉴相函数幅度衰减不大，此时Cos-tas环可以正确工作。环路滤波器采用一阶结构，传递函数为:

为了精确跟踪相位变化，提高锁相环相位跟踪精度，环路滤波器带宽应窄，由噪声带来的抖动较小，而其捕获带宽大小可由环路滤波器系数c1、c2来调整。

2 载波同步方案仿真

本文基于MATLAB平台，对载波同步算法进行验证。系统仿真条件假设:调制方式采用DQPSK，Gold码长度为1 023，码片速率为10.23MHz，采样速率为8倍码片速率，符号速率为10kHz，单帧数据长度310个符号，其中导频符178个，载波频率为20.46MHz，多普勒频偏为32.183kHz，输入信噪比为－19dB。频率粗捕采用表1中的快速扫频方式，以相关峰值作为频差减小的观测量，并且在同一频点下依次对3个符号求相关值。首轮锁定频点和次轮锁定频点下3个符号的相关峰值如图4所示。由于噪声影响，使得同一频点下的3个相关峰值大小不一致，但次轮扫频锁定的最大相关峰明显大于首轮锁定的最大相关峰值，这表明次轮锁定频点与载频偏差更小。仿真结果与表1所示一致，载波频率Ω=20.46MHz，首轮锁定频点 Ωo=20.495MHz，次轮锁定频点值为20.49MHz，残余频差为 2.183kHz，且导频符开销为 32个左右。

扫频后残余频偏进入CPAFC鉴频范围［－5kHz，5kHz］以内，故用CPAFC环跟踪残余频偏。鉴频信号经环路滤波器输出如图5所示，CPAFC环频偏跟踪曲线如图6所示。从图4中可以看到鉴频误差信号在第71个导频符左右趋于0，与此同时CPAFC环跟踪上载波频率，其值为2.164kHz，将频偏减小到20Hz以内，表明CPAFC环具有良好的频率牵引性能。

图4 扫频示意图

由于CPAFC环对频率的跟踪精度不高，当其跟踪上频偏以后，残余频差仍有几十赫兹左右。为实现对载波频率的精确同步，方案采用Costas环对载波相位进行捕获和精确跟踪，同时对残余频偏进行补偿。Costas环环路滤波器输出如图7所示，跟踪相位抖动如图8所示。从图7中可以看到Costas环锁定后有大约0.2弧度的相位抖动，但不影响数据正常解扩，收敛速度为15个导频符左右。

试验中I路单帧数据长度为310个符号，经扫频消耗32个导频符号，I路剩余278个符号的解扩输出和对应原始发送数据如图9所示。由图9可见，解扩数据前71个导频符用于CPAFC环跟踪频率，由于频差很大，解扩数据出错;在第71个导频符以后，即频差减小到20Hz以内，启动Costas环跟踪载波相位。通过图9(a)，(b)对比发现，有效数据在第146个符号后出现，数据正常解扩。有效解扩输出数据的星座图如图10所示，星座点在四象限中分布较为集中，表明信号可以正常判决恢复，采用本文提出的同步方案进行载波恢复效果明显。