一种无桥高增益单级LED驱动电路及其混合控制策略

摘"要：

中小功率的LED驱动电源中，传统两级LED驱动电源存在体积大、成本高以及传统Boost PFC电路在低压输入时导通损耗大等问题。为此提出一种由无桥二次型Boost PFC电路和DCDC LLC电路集成的无桥高增益单级LED驱动电路，实现了高电压增益、功率开关器件软开关、一套控制电路和高电路转换效率。针对单级电路在电网输入电压变化引起直流母线电压变动范围大等问题，设计一种适用于所提电路的APWMPFM混合控制策略，并对混合控制原理和控制过程进行详细分析。最后设计一台200 W的实验样机，在输入电压80～120 Vrms范围内，占空比最大为0.5，最大电压增益为6.7，直流母线电压基于网侧特性和LLC电路特性设计在700 V以内，样机的功率因数值均高于0.990，THD均低于15%。在满载条件下，110 Vrms输入时，样机效率为93.20%，相比于传统无桥PFC，电压增益提高了2.21倍，实现了高电压增益和软开关，有效提升了在低压输入条件下的电路转换效率。仿真和实验结果验证了所提出电路和控制方法的有效性。

关键词：LED驱动电路；功率因数校正；高增益Boost与LLC电路集成；混合控制策略；软开关

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.011

中图分类号：TM46

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2024）01-0105-15

Bridgeless high gain singlestage LED driver and its hybrid control strategy

LIU Guangqing，"LIN Weiming，"CHEN Xinwei

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：

The traditional twostage LED driver is usually used in the small and medium power LED drivers， resulting in some problems such as large in size and high in cost， and a large conduction loss at low voltage input， etc. To solve the above problems， a bridgeless high gain singlestage LED driver integrated by a bridgeless quadratic Boost PFC circuit and DCDC LLC circuit was proposed， in which high voltage gain and soft switching can be realized， a set of control circuit is needed and the circuit efficiency can be improved. Aiming at the problem that the DC bus voltage variation range of the proposed singlestage circuit needs to be regulated， the APWMPFM hybrid control strategy suitable for the proposed circuit was proposed and analyzed and the hybrid control principle and the control process were analyzed in detail. Finally， computer simulation was carried out and a 200 W experimental prototype was built up. In the range of input voltage 80-120 Vrms， when the duty cycle is 0.5， the maximum voltage gain is obtained to be 6.7， the power factor value of the prototype can be achieved to be higher than 0.990 in all line voltage ranges， the THD can be reduced to be lower than 15% and the DC bus voltage is regulated to be under 700 V to equilibrate the line characteristics and LLC performance. Under full load condition， the prototype efficiency can reach up to 93.20% when the input voltage is 110 Vrms. Compared with the traditional twostage converter， the voltage gain is increased by 2.21 times， high voltage gain and soft switching are achieved， the efficiency under lowvoltage input condition is effectively improved. The proposed circuit and control method have been proved to be effective by the simulation and experimental results.

Keywords：LED drivers; power factor correction; high gain Boost and LLC circuit integration; hybrid control strategy; soft switch

0"引"言

第四代电光源（light emitting diode，LED）具有寿命长、节能、无污染、响应速度快等优点，被广泛用于照明领域。为了消除电网谐波污染、提高功率因数以满足强制性输入电流谐波限制标准，特别是针对照明设备的IEC1000-3-2 C类标准，通常LED驱动电源系统包括前级功率因数校正（power factor correction，PFC）电路和后级直流直流（direct currentdirect current，DCDC）变换电路，前级实现功率因数校正和为后级提供稳定的直流母线电压，后级DCDC电路给负载提供恒定输出电压/电流以适应不同的场合[1-2]。为了解决导通损耗大、多级转换效率低和常规电路电压增益低的问题，无桥高增益电路和单级LED驱动电路近年来得到研究发展。

美国罗克韦尔公司在1983年首先提出了无桥PFC电路，大大降低了导通损耗[3-4]。后续因为不同应用需求，陆续提出许多新型无桥PFC电路。图腾柱无桥PFC电路采用两个MOS管替代传统二极管整流桥的一个桥臂，有效提高了效率，同时共模噪声大大减弱[5-6]。文献[7]提出了一种工作在连续导通（continuous conduction mode，CCM）模式的图腾柱式无桥PFC，但存在使用器件较多、驱动复杂等问题。为此，许多研究人员选择性能更好的GaN器件，以消除反向恢复问题，降低导通损耗[8]。文献[9]将多电平结构引入无桥Boost PFC电路中，提出三电平无桥Boost PFC电路，降低了开关器件的电压应力，但存在着开关频率不高、电路成本较高的问题。文献[10]通过采用双向开关管提出了一种改进的无桥倍压型Boost PFC电路。但该电路器件较多，效率的进一步提升受到了限制。文献[11]提出具有倍压特性的无桥双电感交错Boost PFC电路。但该电路仅适用于低压场合，同时开关频率不高，限制其进一步的应用。

通常宽范围电网输入电压为85～265 Vrms，在低压（vin=85～135 Vrms）输入时，输入输出电压变比较大，现有PFC电路如Boost PFC电路为了实现恒压输出，因需要较大占空比而存在较大的导通损耗等，为改进这些不足，高电压增益的Boost 变换器得到研究。非隔离型高电压增益变换器主要分为：级联技术、开关电容技术、开关电感技术、抽头/耦合电感技术、Z源技术等[12-19]。文献[12]提出了级联n个Boost单元的方法。然而当级联数目过多时，会造成变换器效率下降、元器件数目过多、控制复杂的问题。文献[13]通过整合复用开关管的方法，提出二次型变换器。文献[14]提出了采用有源开关和电容构成基本纯开关升压单元，不足之处是输入和输出电流脉动大，输出端要增加较大的滤波器。文献[15]提出了多电平模块化电压钳位式纯开关电容升压变换器，但是需要较多的开关器件及其驱动电路，增加了电路复杂性。文献[16]提出一种多单元开关电感/开关电容有源网络升压变换器，但是器件较多，电路结构较为复杂。文献[17]提出将抽头/耦合电感应用到Boost变换器中，但是漏感会引起较大的电压尖峰。文献[18]通过增加一个辅助开关和电容，提出了有源钳位抽头/耦合电感Boost变换器，但是存在较大的电磁干扰问题。文献[19]提出了一种基于Z源结构的高增益电路，但储能元件如电感和电容数量较多。文献[20]将二次型 Boost 应用于PFC变换器，存在整流桥，限制了效率的进一步提升。许多Boost电路与LLC电路集成的单级电路，主要分为带有整流桥的Boost电路与LLC电路集成和不带整流桥的无桥Boost电路与LLC电路集成两种形式[21-23]。文献[21]首次提出了集成Boost PFC电路与半桥 LLC电路的单级高功率因数变换器，但因母线电压会大于两倍输入电压峰值，造成器件电压应力较大的问题。文献[22]提出了图腾柱无桥PFC和LLC集成的单级电路，然而该电路同样存在着母线电压随输入电压变化，器件应力过高的问题。文献[23]提出了一种新型的单级BoostLLC ACDC变换器，此单级电路通过在功率传输支路上插入电容，从而减低母线电压应力。但以上单级电路均存在低压输入条件下，电路电压增益较低、占空比较大导致导通损耗大的问题。

目前单级BoostLLC变换器对称工作，电压增益在2～3之间 [22，24]，文献[22]所提出的单级无桥BoostLLC电路在90 Vrms输入下效率可达92.2%（vin=90 Vrms，Po=200 W），文献[24]所提出的BoostLLC电路效率可达91.6%（vin=90 Vrms，Po=200 W）。本文提出了一种ACDC无桥高电压增益单级LED驱动电路， PFC单元采用了基于二次型Boost PFC改进的无桥二次型Boost PFC，在提高电压增益的同时，进一步提升了变换器的效率；DCDC单元采用了LLC电路，利用其软开关特性提高电路效率。通过无桥二次型Boost PFC的开关管与LLC电路的下管复用集成为单级电路。本文分析所提出电路的工作原理、工作过程，推导电路的增益特性、网侧特性和应力特性等稳态特性，并进行电路关键参数的设计，同时对所提出电路设计一种不对称脉冲宽度调制和脉冲频率调制结合的混合控制策略（asymmetric pulse width modulationpulse frequency modulation，APWMPFM），解决直流母线电压值变动范围大的问题，并平衡网侧特性和较高的转换效率。具体设计分析了基于TMS320F28335型数字信号处理（digital signal processing，DSP）芯片的控制电路。最后进行仿真分析和研制一台200 W实验样机，验证所提出电路及其混合控制方法的有效性。

1"无桥高增益单级LED驱动电路

1.1"电路结构

本文提出一种单级无桥高增益单级谐振型LED驱动电路，如图1所示。此电路由输入交流电源vin、升压电感Lb1和Lb2、二极管D1和D3～D5（均为快恢复二极管）、整流二极管D2、MOS管S1～S3、第一电容C1、直流母线电容Cbus、谐振电容Cr、谐振电感Lr、高频变压器T等效模型（包括励磁电感Lm、原边绕组Np、副边绕组Ns1和Ns2）、副边输出二极管Ds1和Ds2（均为快恢复二极管）以及输出电容Co组成，经过对MOS管S3的复用，将无桥二次型Boost电路和LLC电路内在集成为单级电路，实现了零电压导通（zero voltage switch，ZVS）软开关，降低了开关损耗和导通损耗，提高了电路电压增益和转换效率。

1.2"电路工作原理

为简化分析作如下假设：

1）所述电路中所有二极管、MOS管、电感和电容均为理想器件；

2）电容C1和Cbus足够大，电容电压纹波远小于其直流电压值；

3）开关变换器的工作频率为fs，周期T=1/fs，工作频率远大于交流电源频率，因此，假设在一个开关周期内，输入电压近似不变；

以工频正半周的4个模态为例进行分析，电路主要工作波形如图2所示。其开关周期各工作模态等效电路如图3所示，图3中的虚线为电流流通路径。

根据LLC电路的工作特点，存在两个谐振频率fr1和fr，本文均以电路工作在fr1 lt;fs lt;fr区域进行分析，有：

式中：Cr为谐振电容；Lr为谐振电感；Lm为励磁电感。

模态1[t0lt;tlt;t1]：如图3（a）所示。t0时刻之前处于死区时间，MOS管S1、S2和S3均关断。谐振电流流经MOS管S3的体二极管，为S3的零电压导通做准备。从t0时刻开始，MOS管S1零电流导通，MOS管S3零电压导通，电感Lb1充电，iLb1上升斜率为vin/Lb1；电感Lb2充电，iLb2上升斜率为Vc1/Lb2。此阶段输出二极管Ds2导通，LLC电路励磁电感两端电压被输出电压钳位，不参与谐振，二极管Ds1截止，副边绕组Ns2给输出电容Co和LED负载供电。可以得到

t1时刻，励磁电感电流iLm下降至最小且励磁电流iLm与谐振电流ir相等，副边二极管Ds2零电流关断（zero current switch，ZCS）。电感Lb1的电流iLb1和电感Lb2的电流iLb2上升到最大，MOS管S1的电流iS1和MOS管S3的电流iS3上升到最大。

模态2[t1lt; tlt;t2]：如图3（b）所示。从t1时刻开始，MOS管S1、S3关断，电感Lb1放电，iLb1下降斜率为（vin-Vc1）/Lb1；电感Lb2放电，iLb2下降斜率为（Vc1-Vbus）/ Lb2。可以得到：

LLC电路单元输出二极管Ds1、Ds2保持关断，MOS管S2的结电容与谐振电感谐振放电，为MOS管S2的零电压导通做准备，LED灯负载由输出电容Co供电。励磁电感Lm、谐振电感Lr与谐振电容Cr参与谐振，励磁电感电流iLm与谐振电流ir一致，近似为恒定。

t2时刻，电感Lb1电流iLb1、电感Lb2电流iLb2继续下降，LLC电路单元输出二极管Ds1、Ds2保持关断，励磁电感电流iLm与谐振电流ir仍然保持一致。

模态3[t2lt;tlt;t3]：如图3（c）所示。t2时刻，MOS管S2零电压导通，电感Lb1继续放电，电感Lb2继续放电。其工作状态与模态2相同。t3时刻之前，iLb1、iLb2下降到0。可以得到：

LLC电路单元输出二极管Ds1导通，副边绕组Ns1给输出电容Co和LED灯负载供电。在此阶段二极管Ds1电流iDs1表达式与式（7）相同。

t3时刻，电感Lb1电流iLb1、电感Lb2电流iLb2为0，励磁电感电流iLm上升到最大且励磁电感电流iLm与谐振电流ir相同。输出二极管Ds1电流iDs1下降为0。

模态4[t3lt;tlt;t4]：如图3（d）所示。t3时刻，MOS管S2关断，输出二极管Ds1零电流关断，MOS管S3的结电容与谐振电感谐振放电，为S3的零电压导通做准备，LED灯负载由输出电容Co供电。在此期间内励磁电感Lm、谐振电感Lr与谐振电容Cr参与谐振，励磁电感电流iLm与谐振电流ir一致，近似为恒定。

t4时刻，输出二极管Ds1、Ds2保持关断，励磁电感电流iLm与谐振电流ir仍然保持一致并且流经MOS管S3为其零电压导通做准备，同时MOS管S1零电流导通。t4相当于t0时刻，因此t4之后电路重复模态1，周而复始。

1.3"稳态特性分析

1.3.1"直流母线电压增益

无桥二次型Boost PFC电路单元等效电路图如图4所示。

1.3.3"应力特性

根据1.2节的分析，可以给出变换器各功率器件的电压应力。

2"一种APWMPFM数字混合控制策略

2.1"双闭环控制原理

本文提出一种混合APWMPFM控制方法，如图5所示。

在低压输入范围，直流母线电压反馈采样值低于参考值Vbus_ref（对应直流母线电压700 V），此时混合控制电压环不工作，占空比维持在0.5，直流母线电压随着交流输入电压的增大而增大，仅由电流环反馈控制调节开关频率fs实现恒流输出，电路为典型PFM控制。在高压输入范围，直流母线电压反馈采样值高于参考值Vbus_ref，电压环投入工作来实时调节MOS管S1和S3的占空比d1从而控制直流母线电压稳定在期望输出电压（设定在700 V），此时为APWMPFM混合控制模式。

2.2"直流母线电压控制设计

基于平衡网侧特性和LLC电路特性，选择一个合适的母线电压Vbus非常关键。由式 （26）可得到PF与输入电压vin、母线电压Vbus关系的关系图，如图6所示。由图6可知，变换器PF值随交流输入电压的增大而减小。其中，在Vbus较小时，随着交流输入电压的上升，PF值迅速下降，而在Vbus较大时，交流输入电压的上升对PF值的影响较小。因此，可以通过增大Vbus来提高变换器的PF值。但当PF值较高时，继续增大Vbus对提高PF值的效果有限，反而会增加器件应力。从图6可知，设定PF值在0.99以上，则在最高120 Vrms输入时，母线电压需要设定在700 V以上，在最低输入80 Vrms时，母线电压需要设定在480 V以上。

由于在APWMPFM控制策略中加入了占空比d1这个变量，因此LLC电路的电压增益和占空比呈一定的关系。此时LLC电路的直流增益Gdc1为

3"关键参数设计

3.1"电感设计

首先需要保证电感Lb1工作于非连续导通（discontinuous conduction mode，DCM）模式，其临界最大电感量为

由式（34）可绘制得到图7，可以看出，直流母线电压Vbus随着Lb2/Lb1的比值增大而增大。根据最小输入电压确定Lb2/Lb1的比值。由式（33）可以确定电感Lb1的电感量，代入Lb2/Lb1的比值即可得到电感Lb2的电感量。

3.2"变压器设计

由AP法公式可计算变压器磁芯的APT为

式中：ΔB为磁感应强度峰值；系数Ka为磁芯窗口利用系数。

为了使磁芯最大磁密低于设计值，变压器原边绕组匝数需满足：

式中Ae为磁芯有效截面积。代入计算可得到变压器原副边绕组匝数Np、Ns。

由式（3）和式（7）可得到流过副边输出二极管Ds1、Ds2电流有效值和谐振电流有效值分别为：

将式（37）代入下式可得到变压器原副边绕组截面积为：

式中J为电流密度。根据计算结果可选择合适的原副边绕组丝包线线径。

3.3"电容设计

PFC电路的输出电压中都不可以避免地带有二倍工频交流分量，输出电容的电压波动主要就由其引起。本文设计第一电容C1的电压纹波小于5%，由下式可计算得第一电容C1最小值为

式中：Δt为维持时间；Vc1_max和Vc1_min分别为稳态二倍工频周期内第一电容的最高值和最低值。

一个开关周期内母线电容Cbus的储能为

式中ΔiLb2为电感Lb2的电流纹波。

要使得电感电流的变化对电容电压纹波的影响在200 mA以内，由C=Q/U可以得到母线电容满足：

4"仿真与实验结果

本文所设计的仿真电路和实验样机关键参数如表1所示。

4.1"仿真结果

4.1.1"网侧特性

图8为电路在满载条件下，在设定交流输入电压范围内的输入电压、电流波形，并标注PF与总谐波失真（total harmonic distortion，THD）值。从图8中可以看出，在不同输入条件下输入电流iin均保持较好的正弦度和较小的相位偏移。

4.1.2"软开关特性

图9为满载条件下、不同交流输入时，MOS管S2软开关特性。从仿真波形图中可以看出，MOS管S2在满载条件下，在设定交流输入电压范围内，均实现了零电压导通，由于有电感iLb2流经MOS管S2放电，因此能比较容易地实现S2的零电压导通。

图10为满载条件下、不同交流输入时，MOS管S3软开关特性，从仿真波形图中可以看出，MOS管S3在满载条件下，在设定交流输入电压范围内，均实现了零电压导通。

图11为满载条件下，输出二极管Ds1、Ds2电压和电流在不同输入电压时的波形图。可以看出，在满载条件下，在设定电源电压范围内，Ds1和Ds2均实现了零电流关断。当输入电压有效值超过100 V时进入了混合控制工作状态，会出现副边输出电路不一致的现象，这种现象随着电源电压的上升而越发明显，与理论分析一致。

4.2"实验结果

本文采用基于DSP28335数字芯片，对实验样机进行性能测试与分析。实验样机如图12所示。

4.2.1"网侧特性

图13（a）～图13（c）和图13（d）～图13（f）分别为电路在满载和20%载条件下，输入电压范围内的输入电压、电流波形。图14为满载条件下的PF和THD曲线。从图13中可以看出，在满载和20%载的情况下，在不同输入电压下输入电流iin均保持较好的正弦度和较小的相位偏移。满载条件下，整个输入电压范围内，样机的PF值均高于0.990，THD均低于15%。从图14可以看出，随着输入电压的增大，PF呈现下降的趋势，THD呈现上升的趋势。

4.2.2"软开关特性

图15（a）～图15（c）和图15（d）～图15（f）分别为满载和20%载条件下、不同交流输入时，MOS管S2软开关特性。

由图15可以看出，MOS管S2在满载和20%载条件下，在设定交流输入电压范围内均实现了零电压导通，特别是在输入电压为120 Vrms时，APWMPFM控制已经介入控制，MOS管S2仍良好地实现了软开关。由于有电感电流iLb2经过MOS管S2放电，因此能比较容易地实现S2的零电压导通。轻载情况下占空比越来越偏离0.5，LLC单元愈发工作在不对称状态。

图16（a）～图16（c）和图16（d）～图16（f）分别为满载和20%载条件下、不同交流输入时，MOS管S3软开关特性。从图16中可以看出，MOS管S3在满载和20%载条件下，在设定交流输入电压范围内均实现了零电压导通。轻载情况下占空比越来越偏离0.5，LLC单元愈发工作在不对称状态。实验结果与理论及仿真分析一致。

图17（a）～图17（c）和图17（d）～图17（f）分别为满载和20%载条件下、不同输入电压时，输出二极管电压与电流波形。

从图17中可以看出，在满载和20%载条件下，在设定输入电压范围内实现了输出二极管的零电流关断，由于采用了APWMPFM的控制策略，输出二极管电流不一致的现象随着交流输入电压的增大而越来越明显，当二极管电流下降为0时，由于副边绕组的漏感和二极管结电容发生谐振，因此二极管两端的电压产生较大的震荡。轻载条件下，占空比远离0.5，因此输出二极管Ds1只流过很小的电流。该实验结果与理论及仿真分析基本一致。

4.2.3"整机效率曲线

图18（a）为满载情况下，样机满载效率随输入电压变化曲线。图18（b）为额定110 Vrms输入时样机效率随输出功率变化曲线。从图18（a）中可以看出，在所设计输入电压范围内，样机效率均超过91.5%，满足设计要求。当输入电压为110 Vrms时，变换器效率达到最高，为93.20%。从图18（b）可以看出，样机效率随着输出功率的增加而增加，其中60%载时，样机效率可达91.30%，最小20%载时，样机效率为86.30%。

5"结"论

本文针对交流电网低压输入的应用场合，提出一种由改进二次型Boost PFC电路和LLC电路集成的无桥高增益单级LED驱动电路，通过理论分析、计算机仿真和样机实验得到如下结论：

1）所提出的无桥高增益单级LED驱动电路能够有效提高低压输入条件下的电路电压增益，从而减小低压输入条件下的导通损耗。

2）针对所提出单级电路的APWMPFM混合控制策略，基于平衡网侧特性、应力特性和LLC电路软开关特性，可以有效控制直流母线电压在合理范围内。

3）仿真与样机实验结果表明，电路始终能够实现MOS管的零电压导通与输出二极管的零电流关断。满载情况下在输入电压范围内，样机的PF值均高于0.990，THD均低于15%，效率均超过91%。在满载条件下，输入电压110 Vrms时样机效率最高达93.20%。

参 考 文 献：

［1］"林维明，肖健，张亮亮．升压型BoostPFC电路的频率反走临界电流控制[J]．电机与控制学报，2022，26（4）：66．

LIN Weiming，XIAO Jian，ZHANG Liangliang．Frequency reverse method in boundary current control of BoostPFC circuits [J]．Electric Machines and Control，2022，26（4）：66．

［2］"林国庆，占盆朋，陈伟．一种单级非隔离型无电解电容LED驱动电路[J]. 电机与控制学报，2022，26（2）：82．

LIN Guoqing，ZHAN Penpeng，CHEN Wei. Singlestage nonisolated LED drive circuit without electrolytic capacitor [J]. Electric Machines and Control，2022，26（2）：82．

［3］"徐玉珍，万陆峰，金涛，等. 一种单级无桥Sepic_LLC变换器及其滑模控制[J]. 电机与控制学报，2022，26（9）：77．

XU Yuzhen，WAN Lufeng，JIN Tao，et al. Singlestage bridgeless Sepic_LLC converter and its sliding mode control [J]. Electric Machines and Control，2022，26（9）：77．

［4］"徐厚建. 临界连续模式高效率无桥PFC整流器研究[D]．杭州：浙江大学，2018．

［5］"SU B，ZHANG J，LU Z. Totempole boost bridgeless pfc rectifier with simple zerocurrent detection and fullrange zvs operating at the boundary of dcm/ccm[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26（2）：427．

［6］"DONG K，GUO Y，DU S，et al．A GaN totempole PFC converter with zerovoltageswitching PWM control[C]//2021 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC），June 14-June 17，2021，Phoenix，AZ，USA．2021：247-251．

［7］"章治国，李世锋，李鑫，等．一种可工作于CCM模态的高效图腾柱无桥PFC变换器[J]．中国电机工程学报，2022，42（5）：1957．

ZHANG Zhiguo，LI Shifeng，LI Xin，et al．A high efficiency totempole bridgeless pfc converter in CCM mode [J]．Proceedings of the CSEE，2022，42（5）：1957．

［8］"ZHANG R，LIU S，LI B，et al．Totempole bridgeless boost pfc converter based on GaN HEMT for air conditioning applications[C]//2018 2nd IEEE Conference on Energy Internet and Energy System Integration （EI2）， October 20-22，2021，Beijing， China． 2018：1-9．

［9］"CHOI W Y，CHOI J Y，YOO J S．Singlestage bridgeless threelevel AC/DC converter with current doubler rectifier[C]//8th International Conference on Power Electronics，May 3-June 3，2011，Jeju，Korea．2011：2704-2708.

［10］"CHOI W Y，KWON J M，KWON B H．An improved bridgeless PFC boostdoubler rectifier with highefficiency[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference，June 15-19，2008，Rhodes，Greece．2008：1309-1313.

［11］"LIN W，CHAO H，GUO X J．A bridgeless interleaved PWM Boost rectifier with intrinsic voltagedoubler characteristic[C]//International Telecommunications Energy Conference，October 18-22，2009，Incheon，Korea．2009：1-6.

［12］"MORALESSALDANA J A，GUTIERREZ E E C，LEYVARAMOS J. Modeling of switchmode DCDC cascade converters[J]．IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，2002，38（1）：295．

［13］"MAKSIMOVIC D，CUK S．Switching converters with wide DC conversion range[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，1991，6（1）：151．

［14］"WEI Qian，DONG Cao，JORGE G，et al．A switchedcapacitor DCDC converter with high voltage gain and reduced component rating and count[J]．IEEE Transactions on Industrial Application，2012，48（4）：1937．

［15］"王挺，汤雨，何耀华，等．多单元开关电感/开关电容有源网络变换器[J]．中国电机工程学报，2014，34（6）：832．

WANG Ting，TANG Yu，HE Yaohua，et al．Multicell switchedinductor/switchedcapacitor activenetwork converter [J]．Proceedings of the CSEE，2014，34（6）：832．

［16］"尹华杰，丁杰，赵世伟．基于耦合电感与开关电容单元的高增益DC/DC变换器[J]．电机与控制学报，2021，25（11）：66．

YIN Huajie，DING Jie，ZHAO Shiwei．High stepup DC/DC converter based on coupled inductor and switched capacitor unit [J]．Electric Machines and Control，2021，25（11）：66．

［17］"LEE J J， CHO B H．A novel high stepup zerocurrentswitching tappedinductor boost converter[C]//IEEE Proceedings of ECCE，May 30-June 3，2011，Jeju，Korea．2011：1869-1872.

［18］"EVRAN F，AYDEMIR M T．Isolated high stepup DCDC converter with low voltage stress[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（7）：3591．

［19］"张旭．基于准Z源网络的高增益DC/DC变换器研究[D]．重庆：重庆大学，2021．

［20］"杨平，许建平，董政，等．低输入电感电流纹波二次型Boost PFC变换器[J]．中国电机工程学报，2013，33（12）：32．

YANG Ping，XU Jianping，DONG Zheng，et al．Quadratic Boost power factor correction converters with small input inductor current ripple[J]．Proceedings of the CSEE，2013，33（12）：32．

［21］"LAI C M，LEE R C．A singlestage AC/DC LLC resonant converter[C]//IEEE International Conference on Industrial Technology，December 15-17，2006，Mumbai，India． 2006：1386-1390.

［22］"CHOI W Y，YU W S，LAI J S J. A novel bridgeless singlestage halfbridge AC/DC converter[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC），February 21-25，2010，Palm Spring，CA，USA．2010：42-46.

［23］"YU D，XIE X，DONG H．A novel quasi singlestage BoostLLC AC/DC converter with integrated Boost cells for achieving low bus voltage for LED driver[J]．IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics，2021，10（4）：4413．

［24］"WU T F，HUNG J C，TSENG S Y，et al. A singlestage fast regulator with PFC based on an asymmetrical halfbridge topology[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2005，52（1）：139.

（编辑：邱赫男）

收稿日期： 2022-11-16

基金项目：福建省科技厅高校产学重大项目（2014H6012）

作者简介：刘光清（1998—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术；

林维明（1964—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变流技术；

陈欣玮（1998—），男，硕士，研究方向为电力电子变流技术。

通信作者：林维明