基于功率开关-二极管基本单元多电平逆变器及其功率均衡调制策略研究

摘"要：

针对级联H桥型多电平逆变器开关器件随逆变器输出电平数增加显著增多的问题，提出一种以功率开关器件-二极管为基本单元的新型多电平逆变器。该逆变器仅使用较少开关器件即可实现高质量电平输出，且该拓扑开关损耗低、效率高，不仅易于扩展还能有效避免级联单元间电流倒灌等问题。针对传统正负反向层叠载波调制策略调制下逆变器存在级联单元间输出功率不均衡的问题，在传统调制策略基础上推导分析区域功率，提出了一种基于部分载波循环的功率均衡调制策略，并验证了载波循环规律的普适性，所提调制策略能在保持输出电压波形质量不变的情况下，载波仅变换2（n-1）次即可在nTo/2内实现级联单元输出功率均衡以及开关损耗平均分配，并提高电源利用率。最后搭建两单元七电平逆变器实验平台对所提调制策略进行了实验验证。

关键词：新型多电平逆变器；开关损耗；电流倒灌；载波循环；区域功率重组；功率均衡

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.015

中图分类号：TM464

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2024）01-0152-12

Multilevel inverter based on power switchdiode basic unit and its power balance modulation strategy

YE Manyuan，"YU Shengming，"LIU Wenfang，"SHAO Yunpeng，"CHEN Yinbo，nbsp;XING Ruixin

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

To solve the problem that the switching devices of cascaded Hbridge multilevel inverter increase significantly with the increase of inverter output levels， a new type of multilevel inverter based on power switching devicediode was proposed. The proposed inverter can achieve high quality level output with only a few switching devices， and the topology has low switching loss and high efficiency， which is not only easy to expand， but also effectively avoids problems such as current backflow between cascaded units. Under the pulse opposite disposition PWM， the inverter has the problem of unbalanced output power between units. Based on this modulation strategy and through the derivation and analysis of regional power， a power balance modulation strategy based on partial carrier cycle was proposed， and the universality of the carrier cycle law was verified. The proposed modulation strategy can achieve the output power balance of cascaded units and the average distribution of switching losses within nTo/2 after the carrier is transformed 2（n-1） times while keeping the output voltage waveform quality unchanged， and the power utilization is improved. Finally， the proposed modulation strategy is experimentally verified on the experimental platform of the twounit sevenlevel inverter.

Keywords：novel multilevel inverter; switching loss; current backflow; carrier rotation; regional power recombination; power balance

0"引"言

多电平逆变器可以产生高质量的阶梯交流电压，具有低谐波含量、开关状态冗余以及共模电压小等优势，可适用于各种电力场合[1]。传统多电平逆变器包含中点钳位型（neutral point clamped，NPC）、电容钳位型（flying capacitor，FC）和级联H桥型（cascaded Hbridge，CHB）3种，但它们存在一个很大的局限性，即器件数量会随着电平数的增加而激增，其中NPC和FC逆变器拓扑在提升电平数的同时分别需要大量钳位二极管和飞跨电容[2]。相比之下，CHB多电平逆变器因器件少、模块化和可扩性强等优点得到广泛应用。

近年来，学者们根据CHB逆变器提出了基于基本单元级联的逆变结构，根据获取直流电平的方式可分为电容分压型、悬浮电容型以及开关-电源型3种[3]。文献[4]提出的电容悬浮型基本单元拓扑结构，尽管减少了拓扑中直流电压源的数量，但是同时增加了电容数量，并没有达到减少器件的目的，也不利于缩小逆变器的尺寸和重量，且电容电压平衡问题使逆变器的控制难度增大。开关-电源型基本单元多电平逆变器为直流级联型结构，可以有效地解决CHB逆变器等交流级联拓扑由于冗余状态存在的电流倒灌问题[5]，通常需要与独立的H桥结构结合输出多电平交流电压。文献[6]采用两个直流源对称分布的基本单元结构来减少开关器件的数量，增加了多电平逆变器的控制难度，同时难以实现级联单元间输出功率平衡。文献[7]采用在H桥单元上增加直流源和开关管路径来增加输出电压电平数，但该扩展方式灵活性低，扩展范围小。文献[8]利用半桥结构实现电压电平数的增加，进一步减少了功率开关管的使用。

多电平逆变器的正常运行与其调制策略息息相关。传统正负反向层叠（pulse opposite disposition PWM，PODPWM）调制策略通过控制多电平逆变器级联单元投入运行数量来输出连续变化的多电平PWM电压波形，在实现逆变器输出高质量电压波形前提下，无法同时实现级联单元间输出功率均衡，降低逆变器使用寿命[9]。针对该问题，文献[10]在传统PODPWM的基础上循环变换载波分布位置，实现了级联单元间输出功率均匀分布，该策略功率均衡的时间为3To/2（其中To为输出周期），响应速度慢；文献[11]则根据多电平逆变器级联单元间具有多种输出电压组合的特性，通过控制各单元参与输出PWM电压脉冲的次序，使拓扑能在To/2内实现输出功率均衡，但该调制策略只适用于低调制比场合，调制范围窄。

本文以两单元七电平逆变器为研究对象，首先通过与同类型级联多电平逆变器拓扑对比分析，得出所提多电平逆变器拓扑具有功率器件数少，开关损耗低，效率高的优势。其次通过对传统PODPWM调制策略下逆变器拓扑基本单元功率失衡进行分析，在该调制策略的基础上提出一种基于部分载波循环的功率均衡调制策略，实现多电平逆变器在全调制度下基本单元间输出功率均衡。进而将所提功率均衡调制策略推广于n单元级联逆变器，研究其载波循环规律。最后进行实验验证。

1"多电平逆变器拓扑结构

1.1"功率开关-二极管基本单元

功率开关-二极管基本单元如图1所示，拓扑由直流源、功率开关管和二极管组成。

当有n个单元级联时，所提基本单元有两种工作模式：

1）功率开关Sn导通，二极管D通过开关管和直流源反向偏置关断，此时输出电压VLoad为E+E/n；

2）当功率开关Sn关断，二极管D导通，此时，负载电压为E/n。

可知，通过控制开关管的导通与关断可以实现基本单元工作在不同模式。

1.2"多电平逆变器拓扑扩展结构

基于功率开关-二极管基本单元多电平逆变器通用型拓扑结构如图2所示。

所提拓扑由n个基本单元级联与H桥串联构成。前级级联结构用于产生PWM波，后级结构用于改变前级电平极性，从而输出连续变化的PWM交流电压。逆变器输出电压电平数由参与工作的级联单元数决定，逆变器输出交流电压为uo。

具有n个单元级联的多电平逆变器可以输出的最高电压电平数（m）为

m=2n+3，n≥1。（1）

逆变器使用开关管数量（nsw）与最高电平数关系为

nsw=m+52。（2）

1.3"多电平逆变器拓扑扩展结构

为了体现所提多电平逆变器拓扑优势，表1列出了传统CHB、NPC、文献[8]、文献[12]以及本文所提多电平逆变器拓扑在输出电压电平数均为m时，各拓扑所需独立直流源数、功率开关管数、电容数、钳位二极管数、开关管总电压应力以及级联单元数的对比。

图3所示为表1中拓扑扩展时功率开关管数量与输出电压电平数m的关系曲线图。图4为拓扑开关总电压应力随电压电平数变化的曲线图。由图3和表1可知，在相同输出电平数下，所提多电平逆变器拓扑扩展时所需功率开关管数量最少，且随输出电压电平数的增加，器件数增加速度最慢，拓扑成本低，有利于扩展，而且所提拓扑不需要电容等储能元件，拓扑体积小，不存在电容均压问题。同时根据图4可知，所提拓扑开关管总电压应力介于传统CHB拓扑与文献[8]和文献[12]所提同类型级联多电平逆变器拓扑之间，总电压应力低。

通过上述分析，针对传统CHB逆变器拓扑存在的电平数越多器件数越多的问题，本文所提基于功率开关-二极管基本单元级联多电平逆变器有明显的减少电力电子器件数的作用；而相比于同类新型单元级联多电平逆变器拓扑，所提拓扑不仅有减少功率开关管数量的优势，同时其功率开关管总电压应力更低，且电平数越多该优势越明显。

2"两单元七电平逆变器拓扑

本文以两单元级联七电平逆变器拓扑为对象进行分析研究，该拓扑结构如图5所示。

图5中U1和U2为基本级联单元，串联后构成逆变器前端结构U，电源E1、E2为基本单元内直流电压源，两者相等且大小为E。拓扑正常运行时，其输出电流io为正弦波，可表示为

io=Isin（ωt+φ）。（3）

式中：I为输出电流幅值；φ为功率因数角。

2.1"两单元七电平逆变器工作原理

为了便于研究和分析，假设拓扑所用功率开关管均为理想器件。所提七电平逆变器工作在不同状态下各个器件的开关状态如表2所示，其中数字1、0表示开关管的开通与关断，字母on、off表示二极管的导通与截止。

图6所示为所提七电平逆变器拓扑输出电压为正值状态下的工作电流路径图。图中实线箭头为拓扑输出不同电平时电路工作电流路径，由图6和表2可知，所提逆变器在切换工作状态时仅需对级联单元中的一个开关管进行控制，进而通过控制H桥结构对输出电平极性进行改变，实现七电平交流电压的输出，拓扑控制难度低，开关损耗小。

2.2"PODPWM调制策略

为减少传统PODPWM调制策略载波数，根据载波自由度原理，改进后的调制如图7所示。

由图7可知，PODPWM调制策略共需要3个载波vcri（i=1、2、3）参与调制，其中载波vcr1控制H桥开关T1～T4，载波vcr2、vcr3则控制基本单元，且空间上均分布在时间轴上方。正弦调制波vm1的表达式为

vm1=3maEsin（ωt）。（4）

式中ma为调制比。

同时，图7中X、Y为参考信号，A、B、C为调制波与载波交截得到的开关信号。其中信号C用于控制单元U2开关S2，信号B用于控制单元U1开关S1，信号A则用于控制H桥开关T1～T4。在图示ma调制比下，传统PODPWM策略控制的两个基本单元均参与运行，此时不同单元的输出电压uU1、uU2脉冲宽度不相同，在同一输出电流io时，各基本单元的输出功率不等，逆变器级联单元间存在功率失衡问题。

2.3"传统PODPWM调制策略功率失衡分析

通过上述分析可知，基于功率开关-二极管基本单元多电平逆变器拓扑输出电压期望值应等于各级联单元电压开关周期平均值之和。本文将传统PODPWM调制策略下逆变器拓扑输出电压波形按输出周期划分成4个计算区域，而每个区域内的基本单元都会输出一种电压波形，称为基本电压波形，如图8所示。

图8中各区域内级联单元输出电压平均值与逆变器输出电压平均值始终为叠加关系，其uxy表示区域y（y=1，2，3，4）内基本单元Ux（x=1，2）的输出电压开关周期平均值波形。

式（5）、式（6）分别为区域1内级联单元U1、U2的输出电压波形开关周期平均值表达式：

假设拓扑直流源电压E以及输出电流幅值I均恒定不变，图9为调制比ma=0.9时，在基本电压波形作用下，区域功率平均值随负载功率因素角φ变化的函数曲线。

由图9可知，正负半周期对应基本电压u11和u13、u12和u14、u21和u23、u22和u24的区域功率平均值分别相等，有P11=P13、P12=P14、P21=P23、P22=P24。而当负载功率因数角φ=0时，有区域功率平均值P11=P13=P12=P14、P21=P23=P22=P24。

对于传统PODPWM调制策略而言，级联单元U1输出电压包含u11、u13、u12、u144种基本电压波形，级联单元U2输出电压有u21、u23、u22、u244种基本电压波形，各单元输出功率平均值Po1、Po2可表示为

通过对表达式（10）、式（11）分析，传统PODPWM调制策略下所提逆变器级联单元输出功率在低调制度（0≤malt;1/3）下相等；而中高调制度（1/3≤malt;1）下各基本单元输出功率并不相等，级联单元间存在严重的功率不均衡问题。传统PODPWM调制策略不具备功率均衡能力，则所提逆变器在低调制度下（0≤ma≤1/（n+1））能实现功率自然均衡。

通过上述分析，实现级联单元间输出功率均衡，可以根据表2中所列逆变器拓扑输出电平合成时的冗余状态，通过改变载波在空间的分布位置，使多电平逆变器在功率平衡周期内包含全部8种基本电压波形u11～u24，此时逆变器可在2To内实现输出功率均衡。

而根据图9分析，逆变器区域功率平均值变化规律与负载功率因数有关。根据拓扑搭载负载的不同，本文提出两种减少功率平衡周期内所须包含基本电压波形种类的思路：

思路1：当负载功率因数角φ=0时，有区域功率P11=P13=P12=P14，P21=P23=P22=P24，功率平衡周期内需要包括的基本电压波形可简化为2种，但此思路下调制策略应用面窄，本文不作详细研究。

思路2：当负载功率因数角任意时，有P11=P13、P12=P14、P21=P23、P22=P24，功率平衡周期内需包含4种基本电压波形。

3"功率均衡调制策略

3.1"CRPODPWM调制原理

根据上文思路2，提出一种基于部分载波循环的正负反向层叠（carrierredistribution pulse opposite disposition，CRPODPWM）功率均衡调制策略，其调制原理如图10所示。

由图10可知，所提CRPODPWM策略下功率均衡周期内基本单元分别包含4种不同的基本电压波形，其中单元U1包含u11、u22、u23、u14；单元U2包含u21、u12、u13、u24。通过对载波空间位置的重新分布，该调制策略下基本单元输出电压uU1、uU2波形脉冲宽度与开关次数在功率平衡周期内保持相等，提高了电源利用率。此时，载波在单周期内变换2次。

3.2"功率均衡分析

CRPODPWM调制策略下基本单元U1、U2的输出功率平均Po1、Po2可表示为：

由式（13）可知， CRPODPWM调制策略下，逆变器基本单元U1、U2在全调制度下均能实现输出功率均衡。

3.3"功率均衡调制策略推广

为了推广验证CRPODPWM调制策略的普适性，本文将其应用至具有n个基本单元级联的多电平逆变器拓扑中，并得出载波变换规律。将n+1个载波分别记为vcr1～vcr（n+1），扩展时载波应满足：

1）重构的载波在各区域不重合，不错相；且载波vcr1用于控制H桥开关管，不参与循环；

2）每个载波在循环周期内变换次数为2（n-1）；

3）控制单元i的载波vcr（i+1）以To/4为载波最小循环单元，在nTo/2载波循环周期内，载波分布关于中线t=nTo/4水平对称。

将最小循环单位To/4标记为x，从上到下记载波位置lix为1～n，从左往右排列载波，控制单元i的载波前半功率均衡周期载波循环分布规律为：

根据式（14）规律，图11验证了CRPODPWM调制策略在三单元九电平逆变器上的应用。图中级联单元U1-U3在载波循环周期内的载波分布规律为：l11l12l13=123、l21l22l23=231、l31l32l33=312，且载波分布关于直线t=3To/4水平对称，载波vcr1不作任何变换，载波循环周期为3To/2，即级联单元最短可在3To/2内实现输出功率均衡。

表3所列为各种功率均衡调制策略下级联单元输出功率均衡效果对比。表中对比项n为文献中所研究拓扑级联单元数，ta为实现功率均衡控制最短时间，tan为推广至n个基本单元级联时拓扑实现各单元输出功率均衡所需的最短控制时间。

由表3可知，CRPODPWM功率均衡调制策略功率均衡周期为nTo/2，载波在单个循环周期内变换2（n-1）次，相比之下，所提调制策略实现功率均衡时间短，控制难度低，且适用于任意负载下的输出功率均衡，负载特性更广。

4"实验验证

4.1"静态实验验证

为了验证本文所提逆变器及CRPODPWM调制策略的合理性，本文以表4中参数为基础，利用DSP+FPGA作为控制器，搭建了两单元七电平逆变器拓扑实验平台，实验连接图如图12所示。

图13为CRPODPWM策略下，调制度ma=0.9时，基本单元U1、U2以及拓扑输出电压波形及频谱图。

由图13可知，CRPODPWM策略下各级联单元输出电压极性始终相同，基本单元间不存在电流倒灌问题，逆变器输出电压uo为连续变化的七电平PWM波。同时，各基本单元输出电压波形uU1、uU2脉冲宽度相等，有利于提高功率开关管利用率，延长逆变器拓扑使用寿命。由图13（c）可知，逆变器输出电压谐波特性主要分布在以3kHz为中心的边带谐波附近。

图14为传统PODPWM策略下，调制度ma=0.9时，所提七电平逆变器拓扑输出实验波形。

由图14可知，传统PODPWM调制策略下各级联单元输出电压极性同样相同，因此，所提拓扑具有级联单元间不存在电流倒灌问题的优点。同时，拓扑输出电压uo为连续变化的七电平PWM波，负载电流io为标准正弦波。但该调制策略下拓扑基本单元输出电压波形uU1、uU2脉冲宽度不相等，基本单元工作时间不相等，电源利用率低，不利于延长拓扑使用寿命。

图15为传统PODPWM和CRPODPWM调制策略控制下，所提七电平逆变器输出电压THD值随调制度变化曲线。由图可知，两种调制策略下逆变器输出电压谐波特性完全一致，CRPODPWM功率调制策略在实现级联单元输出功率均衡的同时不会影响输出电压波形质量，该调制策略能实现功率均衡与输出电压谐波特性的协调控制。

图16所示为表1所列级联型七电平逆变器在传统PODPWM策略下各输出电压THD值随调制度变化的对比曲线。由图可知，随着调制度的增加，文献[12]所提开关电容级联型拓扑由于电容的均压问题，输出电压THD值最高，波形质量最差；而本文所提拓扑与传统CHB逆变器及文献[8]所提半桥级联型拓扑输出电压THD值相当，表明在减少功率器件数的同时不会影响高质量电压输出。

图17所示为CRPODPWM调制策略下级联单元U1、U2内直流源E1、E2的输出瞬时功率实验波形，其值为直流源电压与基本单元输出电流乘积。根据测量，直流源E1、E2在To内的平均输出功率分别为284.4、284.3 W，两组数据比值为1∶1。表明该CRPODPWM功率均衡调制策略可以实现级联单元间输出功率的均匀分布，且功率均衡周期为To。

为了验证不同调制度下CRPODPWM策略的功率均衡效果。图18为调制度ma=0.6时，直流源E1、E2输出功率实验波形。经测量，PE1、PE2分别为79.28和79.19 W，二者比值等于1∶1。表明 CRPODPWM功率均衡调制策略在调制度ma=0.6时也能实现级联单元间输出功率均衡。

4.2"动态实验验证

图19所示为调制度ma=0.9时，逆变器负载由R2（50 Ω，PF=1）切换至R1L1（50 Ω-10 mH，PF=0.99），单元直流源E1、E2的输出瞬时功率曲线。图中负载突变时拓扑输出波形维持稳定，所提拓扑稳定性好。当负载为R2时，级联单元直流源输出平均功率PE1、PE2分别为96.16、96.08 W；而负载变化为R1L1（50 Ω-10 mH，PF=0.99）时，直流源输出平均功率PE1、PE2变为79.28、79.19 W。表明CRPODPWM调制策略在切载时仍能维持各级联单元输出功率均衡，其功率均衡效果与逆变器负载特性无关。

由上文可知，CRPODPWM功率均衡调制策略不受调制度和负载特性影响，在不同调制度以及不同负载特性下，均能在nTo/2内实现单元间的功率均衡，且载波循环时将切换2（n-1）次。因此，该调制策略适用于负载多变的实际应用场合。

4.3"开关损耗分析

比较表1中所列对称级联型逆变器拓扑功率开关管在切换过程中的开关损耗，利用瞬时电流和电压的线性近似值得到功率开关管开启损耗和关断损耗为：

式中M为常数且M= （1/6）Io（ton+toff）。

利用式（18）求解对称七电平CHB逆变器拓扑平均开关损耗。假设拓扑12个功率开关管均以开关频率fs工作，电压应力为E，其平均开关损耗为

Ps，CHB=12MEfs。（19）

而本文所提七电平逆变器拓扑基本单元中2个功率开关管电压应力为E，同时用于改变输出电压电平极性的4个功率开关管在切换开关状态时电压应力为E。考虑到最坏情况，假设用于替换功率开关管的两个二极管开关损耗等于功率开关管开关损耗，则拓扑平均开关损耗Ps，7L为

Ps，7L=M（2Efs+4Efs+2Efs）=8MEfs。（20）

同理，文献[12]所提拓扑平均开关损耗为

Ps，［19］=M（4Efs+4Efs）=8MEfs。（21）

由于文献[8]中H桥模块功率开关管工作频率为基频f0，而开关频率fs远大于基频f0，故考虑其开关损耗可忽略不计，则该拓扑平均开关损耗为

Ps，［13］=M（6Efs+4Ef0）=6MEfs。（22）

根据式（19）～式（22）可知，文献[8]、文献[12]以及本文所提七电平逆变器拓扑产生的开关损耗均低于传统七电平CHB逆变器拓扑，同时本文所提七电平逆变器拓扑开关损耗约为相同运行条件下对称七电平CHB逆变器开关损耗的66.7%。相比之下，新型基本单元级联多电平逆变器功率器件数更少，开关损耗也更低，效率更高。

5"结"论

本文提出了一种基于功率开关-二极管基本单元多电平逆变器拓扑结构，同时为了解决拓扑在全调制度下级联单元间输出功率不均衡的问题，通过对基本电压波形及区域功率的分析量化，提出了CRPODPWM功率均衡调制策略。结论如下：

1）所提多电平逆变器采用基本单元级联的模块化设计，使用较少功率开关器件便能实现高质量电平输出，具有电压应力低、开关损耗小、效率高、稳定且易于扩展等优点，同时还能有效避免级联单元间电流倒灌等问题。且在低调制度（0≤ma≤1/（n+1））下各级联单元间还能实现输出功率自均衡。

2）所提CRPODPWM功率均衡调制策略实现了功率均衡与输出高质量电压波形的协调控制，该调制策略功率均衡周期为nTo/2，周期内载波切换2（n-1）次，且该策略适用于任意切换负载，应用普适性强。

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（编辑：刘素菊）

收稿日期： 2022-05-12

基金项目：国家自然科学基金（52267014）

作者简介：叶满园（1978—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动；

喻生铭（1996—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动;

刘文芳（1997—），女，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动；

邵云鹏（1998—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动；

陈银波（1995—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动；

邢瑞新（1997—），女，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

通信作者：喻生铭