一种等通量波束的多极化可重构天线

靳贵平 潘伟浩 黄珏泓 廖绍伟

（华南理工大学 电子与信息学院，广东 广州 510640）

极化可重构天线能在不同的极化状态下保持工作频率与方向图不变，根据不同的应用场景改变其极化状态。在移动通信、卫星通信中极化可重构天线能克服多径衰落、极化失配等问题，从而改善信号的传输性能。由于近地轨道卫星天线辐射波束所覆盖的地球表面是球面，因此波束通常设计为等通量的形式，即波束强度最大的方向应该指向覆盖区域的两侧而不是传统的轴向，但轴向方向上也应该有一定的辐射强度以保证区域内的通信质量。文献［1］中提出了一种扼流环圆极化天线，其中呈降序排列的扼流环能有效控制波导口径处电流分布，最终天线在方位面φ=0°，90°方向实现125°的圆极化等通量方向图，增益为6 dBi。但值得注意的是，该天线只能实现一种圆极化状态，当需要多种极化接收方式时，则需要多副天线，并不利于系统的集成。

依据极化可重构天线的极化模式，一般可以分为线极化可重构天线、圆极化可重构天线以及多极化可重构天线［2］。能在多种线极化模式中切换的天线称为线极化可重构天线［3-4］。文献［5］中提出一种基于多个偶极子结构的线极化可重构天线，4个偶极子按45°夹角顺时针旋转放置，并且由地面锥形巴伦提供激励源，同时在激励源与4个偶极子之间引入8个PIN管开关，通过切换开关的工作状态天线实现0°、+45°、90°和-45°4种线极化工作模式。但该天线无法工作于圆极化模式，因此面对复杂环境带来的极化失配、多径效应问题显然无法得到有效的解决。能够在左旋圆极化（LHCP）与右旋圆极化（RHCP）工作模式中进行切换的天线称为圆极化可重构天线［6-8］。相比于线极化天线，圆极化天线对旋向相反的圆极化波具有正交性，可避免多径干扰与极化失配的问题，能大大提升通信质量。文献［9］中基于短偶极子和小电流环模型，通过在辐射结构中加入48个PIN二极管开关，天线实现左旋圆极化与右旋圆极化工作状态的切换，覆盖GPS L1，但由于天线使用PIN管数量较多导致增益偏低，并且当接收线极化波时能量将损失一半。

基于线极化可重构天线与圆极化可重构天线的优势，更多学者开始关注能在线极化与圆极化之间切换的多极化可重构天线［10-12］。实现圆极化，需要在天线上激励起一组幅度相等相位相差90°的正交线极化波。文献［13］中提出一种矩形微带多极化天线，将4个PIN管放置在辐射贴片的4个直角处，通过改变开关的通断状态，天线实现两种线极化与两种圆极化状态的切换。此外，线极化波也可以由一组正交的圆极化波组成，并且不需要旋向相反的圆极化波保证相位差90°，因此基于这种思路可以实现更加灵活的极化可重构天线［14］。文献［15］中通过改变左旋圆极化波与右旋圆极化波之间的相位差，天线实现左旋圆极化、右旋圆极化以及任意角度线极化之间的切换，所有极化状态的重叠阻抗带宽为14%（覆盖2.25～2.6 GHz），其中在2.45 GHz时天线最大增益为6.8 dBi。

不同波束宽度的等通量方向图可以满足不同高度、不同覆盖区域卫星天线，多极化可重构技术能够让天线在复杂工作环境中解决多径效应、极化失配等问题，因此将两者相结合具有重要的研究意义。本文基于隔片圆极化器模型，提出一种等通量波束的多极化可重构天线。在圆波导口处引入扼流环实现波束赋形，天线能辐射出等通量波束。此外，通过切换馈电网络中SP4T、SP2T开关的工作状态，在不同的馈电条件下，天线沿轴方向实现左旋/右旋圆极化、-45°/+45°线极化4种极化可重构。

1 天线设计

1.1 带扼流环的隔片极化器圆波导设计

等通量波束多极化可重构天线由带扼流环的隔片极化器圆波导与可重构馈电网络组成。带扼流环的隔片极化器圆波导结构示意图如图1所示，主要包括带“T”型槽的圆波导、隔片极化器、实心匹配圆柱、扼流环。圆波导的半径a=21.2 mm，厚度t1=4 mm，并且内部嵌入一个阶梯状的隔片，用于产生圆极化波。通过优化阶梯的高度、长度，能够获得较好的圆极化轴比。圆波导的两侧各开一个可将SMA接头嵌入的孔，并且SMA接头内芯与实心圆柱相接，实心圆柱起到改善阻抗匹配的作用。圆波导口外的四圈扼流环的高度、环半径能有效控制参考地处表面波的传播，从而控制天线口径处电场的分布，通过优化参数，天线具有等通量辐射方向图。此外，在波导口处引入4个“T”型槽，它们通过改变波导口处电场幅度与相位，使得天线在线极化状态时，φ=0°，90°，-45°，+45°处方向图顶部基本重合。表1给出圆波导各项参数优化后的值。

表1 带扼流环的隔片极化器圆波导的参数值Table1 Parameters of septum polarizer circular waveguide with choke ring

图1 带扼流环的隔片极化器圆波导结构Fig.1 Circular waveguide structure of septum polarizer with choke ring

1.2 极化可重构原理分析

线极化波能够分解成两个正交的圆极化波。因此，在天线上同时激励起正交的圆极化波可以合成出线极化波。图2给出了一个简单的双端口输入单端口输出的多极化可重构天线模型，单端口激励时天线可以辐射出左旋圆极化波或者右旋圆极化波。

图2 多极化可重构天线原理图Fig.2 Schematic diagram of multi-polarization reconfigurable antenna

具体给出如下定义，当端口1激励时，天线在主辐射方向辐射出左旋圆极化波，其电场表达式为

式中，E0为圆极化波的辐射幅度，这里可以认为是实数，ω为角速度，t为时间，k为波数。同样的，当端口2激励时，天线则辐射出右旋圆极化波，其电场表达式为

接着，将式（3）、（4）进行矢量叠加可以得到天线辐射线极化波的电场表达式，由表达式可知合成的线极化波ELP1具有的方位角偏转，结果如下：

同理，当天线两侧端口同时激励，并且保证端口2相位超前端口1相位90°时，天线所产生的左旋圆极化波与右旋圆极化波则合成具有-方位角偏转的线极化波ELP2，其电场表达式为

基于以上的公式推理，只需要为辐射结构设计合适的馈电电路，通过切换馈电电路中开关的状态，在馈电电路输出不同的激励条件下，天线就能实现多极化可重构。

1.3 可重构馈电电路

可重构馈电电路由一个SP4T开关、两个SP2T开关以及90°电桥组成，其中SP4T开关型号为SKY13575-639LF，SP2T开关型号为SKY13431-374LF，产商是Skyworks公司。承载各种器件的介质基板材料均用Rogers4003C，厚度为0.508 mm，相对介电常数为3.55，传输线结构采用接地共面波导（GCPW）。图3（a）给出了馈电电路的原理图，射频信号从端口0由SMA接头进入SP4T开关，通过偏置电路1确定射频信号的走向。当天线需要辐射左旋圆极化波时，通道1输出射频信号，并经过SP2T开关1输出到端口1，其余通道接上50 Ω匹配负载。当天线需要辐射+45°线极化波时，通道2输出射频信号，然后通过90°电桥产生端口1超前端口2所需要的相位差，最后射频信号经过SP2T开关1、开关2由端口1、2同时输出。同理，当天线需要辐射右旋圆极化波或者-45°线极化波，调节偏置电路1、2、3即可，其中天线实现不同极化状态所需要的激励条件如表2所示。

表2 天线工作模式Table 2 Operation modes of the antenna

将SP4T、SP2T开关焊接在已经制作好的PCB电路板上如图3（b）、图3（c）所示，并且为其制作合适的偏置电路用于控制开关的工作状态。为了检验馈电网络各部分的性能，选用安捷伦公司生产的两端口矢量网络分析仪测试SP2T、SP4T开关不同工作状态下的插入损耗以及90°电桥的S参数与输出相位情况，结果如图4、5所示。图4给出了SP2T、SP4T开关各通道实测的插入损耗。如图4（a）所示，SP4T开关在4.6～5.4 GHz频段内，各通道插入损耗均小于1.5 dB，厂商提供的数据是1.1 dB。如图4（b）所示，SP2T开关在4.6～5.4 GHz频段内，各通道插入损耗均小于1.57 dB，厂商提供的数据是1 dB。SP4T、SP2T实测插入损耗与厂商提供的数据有一定误差，主要是由介质基板损耗、PCB加工、开关焊接等问题造成的。

图5给出了90°电桥的实测S参数与输出相位情况。如图5（a）所示，在4.6～5.4 GHz频段内|S11|小于-15 dB，端口1与端口4的隔离度大于12.5 dB，其中在5 GHz时，|S21|=|S31|≈-3.45 dB，与理论值-3 dB十分接近。如图5（b）所示，在4.6～5.4 GHz频段内端口2、3之间实测相位差为81°～89°，其中在5 GHz时，2、3端口间相位差为86°，实测与仿真之间误差小于5.8°。

图5 90°电桥的实测结果Fig.5 Measured results of 90° bridge

2 天线分析

天线辐射口径的电场分布可以有效反映天线的极化状态与工作原理，通过研究天线辐射面在一个周期内电场矢量的分布情况，可以判断出天线的极化状态。当圆波导单侧馈电时，隔片将圆波导内的电场分解成垂直于隔片的电场分量E⊥与平行于隔片的电场分量E∥，其中E⊥基本不受影响，而E∥被隔片扰动，通过调整隔片阶梯数、阶梯厚度与高度，保证两个正交的电场分量相位差90°，实现圆极化的效果。图6给出在5 GHz时天线工作于圆极化状态下，一个正弦周期内电场矢量在天线辐射口径处的分布情况。图6（a）给出端口1馈电时，天线工作于左旋圆极化模式，而图6（b）给出端口2馈电时，天线工作于右旋圆极化模式。图6表明随着时间增加，在左旋圆极化或右旋圆极化时，电场矢量幅度保持不变，旋向为顺时针或者逆时针。

图6 天线在5 GHz圆极化状态下的电场分布Fig.6 Electric field distribution at 5 GHz in circular polarizations

当圆波导双侧馈电并保证两个端口间相位差为90°时，天线辐射出线极化波。图7给出在5 GHz时天线工作于线极化状态下，一个正弦周期内电场矢量在天线辐射口径处的分布情况。图7（a）为端口1、2等幅馈电，并且保证端口1超前端口2相位90°，天线工作于+45°线极化，图7（b）为端口1、2等幅馈电，并且保证端口2超前端口1相位90°，天线工作于-45°线极化状态下。图7反映在一个正弦周期内，天线工作于+45°/-45°线极化时，电场矢量幅度不变，方向沿着+45°/-45°变化。

图7 天线在5 GHz线极化状态下的电场分布Fig.7 Electric field distribution at 5 GHz in linear polarizations

扼流环结构能够有效控制参考地处表面波的传播，从而控制天线口径处电场分布，使天线辐射出等通量波束。以左旋圆极化状态为例，图8给出了有无扼流环结构电场矢量分布图。从图中可以看到，当圆波导口外无扼流环结构的时候，电场在波导口处均匀向外辐射；当圆波导口外引入扼流环结构后，电场受扼流环结构的影响，传播方向发生了一定的改变，对原辐射波束实现赋形效果。

图8 扼流环对辐射电场的影响Fig.8 Effect of choke rings on radiation electric field

此外，图9给出了该状态下有无扼流环结构方向图的对比。由图9可知，当天线无扼流环时，方向图具有定向性好、增益高的辐射效果；当天线存在扼流环时，方向图顶部在θ角为-26°～+26°范围内具有平坦的效果，并且中心处增益下降约0.7 dB。

图9 扼流环对方向图的影响Fig.9 Effect of choke rings on radiation pattern

但是仅仅存在扼流环只能保证天线在不同极化状态下φ=0°，90°时，方向图顶部基本重合，无法保证天线在线极化状态下φ=-45°，0°，+45°，90°时，方向图的顶部均基本重合。为了实现这样的设计要求，在圆波导口处设计4个“T”型槽结构，它们能够改变波导口处电场幅度与相位，使得天线工作于线极化状态下，φ=-45°，0°，+45°，90°时方向图顶部基本重合。图10给出了天线辐射方向图在+45°线极化状态下波导口有无“T”型槽的对比。由图10可知，当天线波导口处无“T”型槽时，φ=-45°或+45°的方向图重合度低，而φ=0°与90°的方向图基本重合。当天线波导口处开了4个“T”型槽时，φ=-45°或+45°的方向图顶部基本重合，并且与φ=0°与90°的方向图也基本重合。这是因为开在波导口处的“T”型槽通过改变波导口的辐射电磁场相位而实现波束赋形。

图10 “T”型槽对方向图的影响Fig.10 Effect of T-slot on radiation pattern

结构参数的变化会对天线阻抗匹配与辐射性能产生较大的影响，由于天线结构完全对称，因此此处只给出左旋圆极化与+45°线极化状态的参数分析。图11、图12给出了圆波导半径a、实心匹配柱高度hm对天线阻抗匹配的影响。由图11可知，圆波导半径a对各种极化状态阻抗匹配具有显著影响。这是因为不同的圆波导半径值a，圆波导内传播不同的工作模式。在左旋圆极化状态下，当a值逐渐增大，谐振点往低频移动。当a=21.2 mm时，天线圆极化、线极化状态下均获得良好的阻抗匹配。图12分析了实心匹配柱高度hm对天线不同极化状态下阻抗匹配的影响。从仿真结果可以看出hm值越小，谐振点则往高频偏移，并且hm值太小或者太大都将导致较差的阻抗匹配情况。当hm=7.8 mm时，天线圆极化、线极化状态下均获得很好的阻抗匹配。

图11 a对参数|S11|的影响Fig.11 Effect of parameter a on |S11|

图12 hm对参数|S11|的影响Fig.12 Effect of parameter hm on |S11|

图13、14分别给出隔片第二台阶高度g2与扼流环内圈半径r1对天线在左旋圆极化状态下方向图与空间轴比的影响。由图13可知，随着g2逐渐增加，方向图顶部凹陷程度将逐渐减小，等通量效果变弱，波束定向性变强，并且g2太大或者太小，空间轴比都会出现恶化，当g2=10 mm时，空间轴比存在最佳的3 dB覆盖范围。分析图14可知，随着参数r1减小，方向图顶部将逐渐向下凹陷，方向图等通量效果更加明显，但空间轴比则出现恶化，随着r1增加，空间轴比覆盖范围变宽，但方向图定向性提高，等通量效果变弱。综合分析方向图的形状与3 dB空间轴比的覆盖范围，最终r1取33.7 mm。

图13 g2对圆极化性能的影响Fig.13 Effect of parameter g2 on circular polarization

图14 r1对圆极化性能的影响Fig.14 Effect of parameter r1 on circular polarization

3 天线仿真与测试结果

本文所提出的天线可以实现两种圆极化与两种线极化的可重构。为了验证仿真结果的准确性，对天线进行加工并实测。天线实物图如图15所示。

图15 天线实物图Fig.15 Prototype of fabricated antenna

图16是天线不同极化状态下仿真与实测|S11|参数的对比图。从图中可以看出，不同极化状态下-15 dB实测重叠阻抗带宽为14.7%，覆盖4.80～5.56 GHz频段。天线工作于左旋圆极化状态或+45°线极化状态时实测阻抗带宽与仿真结果相比向低频偏移，而天线工作于右旋圆极化状态或-45°线极化状态时实测阻抗带宽相比于仿真结果向高频偏移，这是由于圆波导与馈电电路实际加工精度、馈电电路焊接以及测试过程中产生的人为误差，导致频偏。不过由于重叠频带够宽，依然能覆盖该天线的目标工作频段。

图16 |S11|的仿真与实测结果Fig.16 Simulation and measurement results of |S11|

图17-图20分别给出了4种极化模式的辐射性能。图17、图18给出在5 GHz时两种圆极化模式φ为0°，90°时主极化、交叉极化以及空间轴比仿真与实测结果的对比分析。从图中可以看出，方向图仿真峰值增益6.8 dBi，轴向增益6.2 dBi；实测峰值增益6.1 dBi，轴向增益5.4 dBi，实测的方向图波束比仿真窄，但依然能实现θ角为-24°～+24°范围内顶部平坦效果；仿真的空间轴比的综合覆盖范围为-52°～+52°，实测的空间轴比的综合覆盖范围为-51°～+50°。由图17、图18可知，实测空间轴比与仿真结果大致吻合，但由于开关的损耗、电路焊接、天线加工误差等因素，导致实测增益比仿真低，且方向图波束偏窄。

图17 左旋圆极化仿真与实测的辐射性能（频率=5 GHz）Fig.17 Simulation and measured radiation performance of LHCP at 5 GHz

图18 右旋圆极化仿真与实测的辐射性能（频率=5 GHz）Fig.18 Simulation and measured radiation performance of RHCP at 5 GHz

图19、图20给出在5 GHz时两种线极化模式φ为-45°，0°，+45°，90°时实测与仿真方向图的分析比较。由图可知，方向图实测与仿真整体上基本吻合，实现θ角为-24°～+24°范围内的顶部平坦效果，实测最大增益6.3 dBi，轴向增益5.4 dBi；仿真最大增益7.1 dBi，轴向增益6.3 dBi，与圆极化模式相比，线极化模式实测增益下降幅度更大，主要是由于馈电电路需要使用更多的开关，天线加工、SMA接头内芯与匹配柱焊接误差等人为因素造成的。

图19 -45°线极化仿真与实测的方向图（频率=5 GHz）Fig.19 Simulation and measured radiation pattern of -45°LP at 5 GHz

图20 +45°线极化仿真与实测的方向图（频率=5 GHz）Fig.20 Simulation and measured radiation pattern of +45°LP at 5 GHz

4 结论

本文提出了一种等通量波束多极化可重构天线，该天线包括可重构馈电网络与带扼流环的隔片极化器圆波导。通过切换馈电网络中SP4T开关与SP2T开关的工作状态，馈电网络具有不同的输出条件，在圆波导内隔片的作用下，天线实现4种极化状态的可重构，包括左旋/右旋圆极化与-45°/+45°线极化。圆波导口外引入扼流环以及“T”型槽结构能够实现波束赋形，保证天线在不同极化状态下辐射等通量波束，并且线极化状态下φ为-45°，0°，+45°，90°时方向图顶部区域基本重合。实测结果与仿真结果基本吻合，天线4种极化模式-15 dB重叠阻抗带宽为14.7%，覆盖4.80～5.56 GHz，方向图顶部在θ为-24°～+24°时具有平坦效果；圆极化状态下，空间轴比覆盖-51°～+50°，覆盖范围大于方向图顶部平坦范围。该天线使用开关数少，并具备多种极化工作模式，能让卫星天线更好地适应复杂的工作环境，保证通信质量。