微波无线功率传输中高效率双线极化整流天线设计①

2020-06-04高思平刘穗彬2郭永新

空间电子技术 2020年2期

张浩，高思平，刘穗彬2,，阴玥，郭永新*

(1.西北工业大学微电子学院，西安 710071；2.西安电子科技大学电子工程学院，西安 710071；3.新加坡国立大学电气与计算机工程系，新加坡 119260)

0 引言

微波无线功率传输技术有效保障无线传感网络[1-3]稳定、高效运行。整流天线(由整流器集成天线构成)作为微波无线功率传输系统关键电路，接收入射电磁波并整流输出直流电压，满足无线传感网络中传感器以及中央处理器等元器件功耗需求。通常情况下，整流天线采用具有高辐射增益天线接收线极化入射电磁波，建立高效率微波无线功率传输链路[4-6]。然而，发射/接收天线间易发生极化错位，如图1所示，当极化偏转角度(φ)逐渐增大时，越来越多入射电磁波因极化错位而损失在自由空间中。圆极化整流天线在一定程度上可解决发射/接收天线间极化错位问题。然而，以牺牲50%入射电磁波功率作为代价，不利于高效率微波无线功率传输系统实现。整流器微波至直流整流过程中非线性谐波(互调)产物[7，8]有效辅助天线辐射/极化方向对准。然而，附加感知以及控制电路将增加微波无线功率传输系统复杂度，不利于紧凑、小型化电路实现。

图1 发射/接收天线间极化错位示意图Fig.1 Illustration of polarization misalignment between TX/RX antennas

双线极化整流天线[9]在一定程度上解决了发射/接收天线间极化错位问题(图2a所示)，其垂直(Vertically-Polarized, VP)、水平(Horizontally-Polarized, HP)极化端口分别连接相同电路结构整流器A、B，实现入射电磁波全功率接收以及高效率微波至直流整流。然而，入射电磁波按照发射/接收天线间极化偏转角在VP、HP端口功率分配(PVP、PHP)难以均衡，如公式(1)所示。

(1)

其中，入射线极化电磁波极化方向与双线极化垂直极化方向夹角为极化偏转角度(φ)。不难看出，当极化偏转角φ≠ 45°或135°时，导致双线极化天线非均衡功率分配(PVP、PHP)，因此难以保证整流器A、B高效率微波至直流整流以及最大效率直流功率整合[10]。

如图2(b)所示，双线极化天线和整流器A、B间连接微带正交耦合器，在双线极化天线端口处(P1、P4)非均衡入射电磁波接收功率将被微带正交耦合器重新分配，实现非均衡至均衡功率分配机制[11]，从而保证图2(b)中整流天线A、B任意极化偏转角度下稳定、高效微波至直流整流以及最大效率直流功率整合。为进一步满足整流天线紧凑、小型化电路设计需求，本文基于图2(b)改进型双线极化整流天线，采用空气介质加载技术实现紧凑、高增益双线极化天线。理论分析与实验结果均验证高效率双线极化整流天线设计，适用于高效率微波无线功率传输应用中。

(a) 传统型双线极化整流天线 (b) 改进型双线极化整流天线图2 常见双线极化整流天线Fig.2 Common dual-linearly-polarized rectennas

1 工作机制与原理性分析

为实现本文所提出的高效率双线极化整流天线，需着重设计高增益双线极化天线以及高效率整流器，并集成微带正交耦合器完成整流天线一体化的目的。本章节具体细化为三部分∶1)高增益双线极化天线设计；2)非均衡至均衡功率分配机制分析；3)高效率整流器以及整流天线一体化设计。

1.1 高增益双线极化天线设计

图3所示为高增益双线极化天线版图结构示意图，由两层印刷电路板组合设计而成，印刷电路板选用厚度20mil罗杰斯RO4350B介质板材(介电常数为εr=3.66，损切角tanδ=0.0031)。双线极化天线馈电网络位于第二层印刷电路板背面，而接地金属板位于空气层与第二层印刷电路板之间。接地金属板引入对称双“H”型缝隙，激励第一层印刷电路板上层正方形金属贴片，实现高增益双线极化谐振辐射，详细高增益双线极化天线设计参数如表1所示。

(a) 结构分解图 (b) 侧视图

表1 详细高增益双线极化天线设计参数Table 1 Detailed Parameters of High-Gain DLP Antenna Design mm

双线极化天线端口回波损耗、耦合系数以及辐射增益如图4所示。HP、VP端口在2.38 GHz～2.52 GHz以及2.38～2.5 GHz范围的反射系数均小于-10dB，2.38 GHz～2.52 GHz频率范围内，双端口隔离度大于20dB。同时，HP、VP端口最大辐射增益均大于8dBi，HP、VP端口间增益差异较小，可忽略不计，有助于均衡接收线极化入射电磁波。

(a) 回波损耗、耦合系数 (b) 辐射增益图4 双线极化天线端口回波损耗、耦合系数以及辐射增益Fig.4 Return loss, isolation and radiation gains of HP and VP ports of DLP antenna

1.2 非均衡至均衡功率分配机制分析

假设双线极化天线与线极化电磁波入射方向垂直，极化偏转角(φ)是入射线极化电磁波与双线极化天线垂直极化(VP)方向夹角，如图5a所示。

(a) 侧视图 (b) 俯视图图5 双线极化天线接收线极化电磁波示意图Fig.5 Illustration of linearly-polarized electromagnetic wave received by DLP antenna

双线极化天线端口处电压可以表示为

(2)

(3)

其中，Vs是假设双线极化天线接收到总功率Pr=Vs2/Z0所对应电压平均值，Z0是对应端口阻抗，一般为50欧姆。不难发现，随着极化偏转角(φ)变化，公式(2)、(3)中端口电压非均衡电压难以保证图2a中整流器A、B高效率微波至直流整流以及直流功率整合。图2b中微带正交混合网络散射参数矩阵可以表示为

公式(2)、(3)中双线极化天线端口非均衡电压通过微带正交混耦合器重新分配，并传输至混合网络直通、耦合端口，相应端口处电压可以表示为

(5)

(6)

不难看出，无论极化偏转角(φ)如何变化，直通、耦合端口处电压幅值保持不变。因此，端口2、3处整流器A、B在任意极化偏转角下，仍保持高效率微波至直流整流以及直流功率整合。

1.3 高效率整流器以及整流天线一体化设计

为满足小型化整流器电路设计需求，文章采用集总参数元件进行匹配并在ADS谐波平衡仿真软件中进行优化设计，如图6所示。其中，输入匹配电路中电感(Lm)与电容(Cm)结合50欧姆传输线(厚度20mil罗杰斯RO4350B介质板材)进行共优化，有助于实现与图4所高增益双线极化天线一体化设计。图6(a)所示为集总参数元件设计的整流器原理图及其版图，为满足高效率微波至直流功率整流，选择具有低开启电压肖特基二极管HSMS2860。同时，优化获得匹配电路中电容Cm=1pF以及电感Lm=2.2nH满足整流器最佳功率匹配需求，低通滤波器中电容CL=22uF以及负载电阻RL=980Ω以满足最大直流功率输出。通过测量不同输入功率下负载RL两端输出电压Vo，可通过如下公式计算得到整流器微波至直流整流效率。

(7)

整流器微波至直流整流效率以及输出电压仿真与测试结果如图6(b)所示，仿真与测试结果具有很好一致性。在2～12dBm输入功率范围内，整流器可获得大于50%整流效率，有助于高效率微波无线功率传输系统。集成常见正交耦合器，即可实现高效率整流天线一体化设计。

(a) 整流电路原理图 (b) 整流电路性能仿真、测试结果图6 整流电路原理图及其性能仿真、测试结果Fig.6 Schematic of rectifier and its performance simulation and measurement

2 系统测试与实验验证

为验证本文所提出的高效率双线极化整流天线设计，实验设备搭建如图7(a)所示。信号发生器AV1441A输出20dBm功率激励双线极化天线垂直极化端口。双线极化整流天线距离发射天线距离为d，在实验过程中为了验证不同距离作用下所提出双线极化整流天线有效性，分别选择距离d=30, 40, 50, 60cm，改变双线极化整流天线极化偏转角φ从0度至90度，角度步长为15度，并测试相应输出电压值。在不同距离作用下，双线极化整流天线输出电压测试结果如图7(b)所示。不难发现，在任意天线极化偏转角度下，双线极化整流天线均可输出稳定直流电压(微弱波纹可能来自于双线极化方向非均衡天线增益)，从而验证了本文所提出的双线极化整流天线非极化敏感特性，适用于高效率微波无线功率传输中。

(a) 实验设备搭建 (b) 测试结果图7 实验设备搭建以及不同距离下计划偏转角测试结果Fig.7 Measurement setup and measured output voltages under different distances and polarization tilt angles

3 结论

本文提出一种应用于微波无线功率传输中高效率双线极化整流天线设计。通过双线极化天线、微带正交耦合器以及整流器集成一体化，线极化入射电磁波按照极化偏转角度分解为水平极化与垂直极化分量，经由正交耦合器完成非均衡至均衡功率再分配机制，以满足高效率微波至直流整流器均衡输入功率需求。理论分析与实验结果均验证所提出紧凑高效双线极化整流器在不同距离以及意极化偏转角度下仍保持高效率微波至直流整流，适用于高效率微波无线功率传输中。