基于磁耦合谐振式海下无线电能与信息共享耦合线圈分时传输方法

张 杰，赵 航，许知博，周 磊，杨 磊，张元启

（1.国网咸阳供电公司，西安 712000；2.西安理工大学电气工程学院，西安 710054）

随着电力电子技术和控制技术的快速发展，能量和信息传输逐渐从传统以电缆为媒介的传输方式向无线传输方向发展。尤其是对需要长时间在水介质中工作的电气设备而言，能量供应是维持其正常工作的关键因素，但经由电缆进行物理连接的传统传输方式在水介质中运用极为不便且存在安全隐患。传统的海下设备电能补给方式主要有3 种：电缆供电、打捞回收后-储能装置插拔式充电、打捞回收后-更换储能装置[1-3]，这极大限制了海下电气设备的活动范围、执行能力以及在海下持续运行的时长，所以发展新型海下供能方式正成为当前研究热点。

无线电能传输是新型电能传输方式研究的重要方向[4-5]，当前主要的无线电能传输技术主要有：磁耦合谐振式[6-13]、电场感应式[14-17]、微波辐射式[18-20]、激光式[21-22]等。由于海下环境对微波辐射式、激光式以及超声波式等几种无线电能传输方式影响较大，所以其不适合用于海下无线电能传输。磁耦合谐振式和电场感应式无线电能传输是当前研究热点。在很多应用中，能量传输往往伴随着信息传输，所以海下无线信息的传输也逐渐受到重视并发展[23]。

鉴于频移键控FSK（frequency-shift keying）调制方式简单，易于实现，并且解调不需恢复本地载波，可以异步传输，具有抗噪声和抗衰落等优点，为实现海下电气设备在能量供应的同时也能进行可靠的信息传输，本文基于二进制频移键控2FSK（binary frequency-shift keying）调制原理，设计一种无线电能与无线信息共享耦合线圈传输系统。该系统可以实现电能和信息同时进行无线传输以对海下电气设备进行供电和数据高速率传输。本文介绍了基于磁耦合谐振式海下无线电能传输方法的结构设计和原理以及信息传输的2FSK 通信方法原理，论述了系统硬件部分的设计结构以及控制方法，通过仿真及实验验证了所提方法的可行性。

1 系统结构及原理

本文设计的磁耦合谐振式海下无线电能和信息共享通道传输系统的电路模型如图1 所示，系统结构选择了串联电感式无线功率传输拓扑，采用电容补偿网络。在初级侧，通过全桥逆变电路将输入的直流电压转换为高频交流电压；在次级侧，副边线圈两端电压经过全桥二极管整流电路供给负载。功率传输控制晶体管开关EO被接入到全桥电路的中线中，因此，可以调整功率传输周期。

图1 海下无线电能和信息共享通道传输系统拓扑结构Fig.1 Topology of undersea wireless power and information shared channel transmission system

由图1 可见，在初级侧，用于数据传输的发射机单元由FSK 调制模块、功率放大器和数据传输晶体管开关SO组成；在次级侧，用于数据传输的接收器单元由带通滤波器、功率放大器和FSK 解调模块组成。数据传输可以用晶体管SO来控制。EO和SO互补地导通和截止，操作时序如图2 所示，其中1 表示开关管开通，0 表示开关管关断。

图2 共享通道传输系统的晶体管工作波形Fig.2 Working waveforms of transistor in shared channel transmission system

1.1 基于磁耦合谐振式海下无线电能传输方法

基于磁耦合谐振式海下无线电能传输的主电路结构[24]如图3 所示，在能量发射电路中，逆变器将直流源转换成大功率交流方波，通过耦合线圈传输到能量接收电路，经过整流、滤波供给直流负载使用。为了达到系统传输过程中的最大能量传输效率，电能发射电路由补偿电容CP和耦合线圈原边自感LP组成LC 谐振结构，高频信号激励发射线圈感应出交变电磁场，通过耦合谐振作用，在副边线圈上感应出磁场，实现电能的高效率传输。

图3 海下无线电能传输系统拓扑结构Fig.3 Topology of undersea wireless power transfer system

对图3 中系统主电路的逆变器、整流器和滤波器等拓扑结构及器件进行简化，可得到如图4 所示的等效电路模型。其中：Vdc为直流源；VP为直流电源经高频逆变后产生的交流方波信号；LP、LS和M分别为原边、副边耦合线圈的自感和互感；RP、RS和Req分别为原边、副边耦合线圈的等效总电阻和负载侧电阻；CP和Co分别为原边的谐振补偿电容和整流侧的滤波电容；IP和IS分别为原边、副边的主电路电流[25-28]。

图4 海下无线电能传输简化等效电路Fig.4 Simplified equivalent circuit for undersea wireless power transfer

根据图4 以及基尔霍夫定律，可得系统的初级回路、次级回路各参数关系为

式中，ω 为角频率。原边补偿电容与原边线圈自感满足谐振状态，有

整流桥与负载R 的等效阻抗[29]为Req，满足

式（1）～式（4）经整理可得原、副边电流关系为

当IWPT（inductive wireless power transfer）系统工作在一个固定的负载范围时，其负载阻值的变化范围在规定的区间，且系统工作在高频状态，此时（RS+Req）/jω 便可以忽略不计，则系统副边电流可以表示为

由式（7）可以看出，原边串联补偿、次级不补偿拓扑网络的初、次级电流之间没有相位差，当初级电感电流处于过零点时，次级也处于过零点，则磁耦合谐振无线电能和信息传输系统处于零能量储存状态，此时便可以将系统进行能量和信息传输的功能切换[30]。

1.2 基于磁耦合谐振式海下无线信息传输方法

现代通信系统为提升信息传输的可靠性，一般采用数字调制方法对信息进行处理。数字调制即将二进制数字序列映射成一组相应的信号波形，这些信号波形的差别主要在于幅值、相位、频率，或是两个或多个参数的组合，最终用载波信号不同的特征代表二进制数据流并在物理信道上传输[31]。

IWPT 系统能量信息共享通道传输技术，利用能量耦合线圈，在能量传输的间隔期间完成信息传输。可以通过幅移键控ASK（amplitude-shift keying）、FSK、相移键控PSK（phase-shift keying）等方式[32]将调制后的信息加载到耦合线圈两端进行传输。由于需要维持能量的连续输出，故信息传输时间不宜过长，为保证信息的传输速率，需提高信息的载波频率，FSK 方式的系统结构简单、传输效率稳定、易于解调，因而本文选择2FSK 调制方式，即采用2 个不同频率的载波来代表bit 0 和bit 1，设高频率为fH，低频率为fL，其信号表达式为

式中：sFSK为2FSK 调制方式下产生的信号；A 为信号幅值。

1 个2FSK 信号可看作是2 个不同载频的ASK信号的叠加。BFSK 以高频载波信息的幅度为定量，高频载波信息的频率表征数字信息。利用选通开关（选通开关的控制信息即为要进行传输的数字信息）对2 种不同频率的高频载波进行输出控制：当数字信息为“0”时，选通开关1 导通，选通开关2 断开，高频载波fH通过，输出频率为fH的载波；当数字信息为“1”时，选通开关2 导通，选通开关1 断开，低频载波fL通过，输出频率为fL的载波。

2 系统硬件设计

海下电能与信息共享通道传输框图如图5 所示，MCU 控制逆变器产生高频交流方波，经过补偿网络转换为交流正弦波后加载到发射线圈两端，接收线圈侧经全桥整流、电容滤波后供给负载使用。现有的一些频移键控调制器是利用固定功能的集成电路和电缆相结合来实现，具有集成块多、布线复杂、易出错和体积大等缺点。本设计采用Intel（Altera）的Cyclone IV 系列的现场可编程门阵列FPGA（field programmable gate array）芯片，型号为EP4CE10F17C8的开发板，其在系统集成领域有着诸多优点，可有效减小实物设计的体积、降低成本、提高可靠性等。在软件设计方面，使用VERILOG 语言在Quartus II软件开发平台上进行编程仿真，具有良好的可移植性和兼容产品升级的系统性。具体实现方式为：数字基带信号经过FPGA 内部集成的2FSK 调制、DA转换以及功率放大模块加载到共用的耦合线圈两端，接收线圈经过非相干解调后获取到数字信息，供后续控制、调试使用。

图5 海下电能与信息共享通道传输框图Fig.5 Block diagram of undersea power and information shared channel transmission

2.1 逆变电路与开关周期控制

逆变电路是磁耦合谐振式无线能量传输系统的核心部分，负责将直流电源转换成高频交流信号，以便通过耦合线圈发射到接收回路。在无线供电数据传输系统中，还要通过FPGA 完成信号的2FSK 调制。逆变电路和切换开关电路的设计和性能直接决定了能量信号和数据信号能否在系统中有效传输，是数据信号能被正确提取和解调的先验条件[33]。

本文使用如图6（a）所示的全桥逆变电路，采用氮化镓芯片经由PWM 信号控制产生高频逆变方波，以便电路高功率、高效率的传输电能。由于系统谐振网络为高频交流信号，因而一般的机械式开关无法满足系统高频要求，常见的功率开关器件虽然满足高频要求，但无法满足交流双向传输特性。本文使用的电能、信号切换开关及其驱动方式，利用共S 级串联MOSFET 反向导通特性[34]，以及导通器件开关频率高的特性，完成功能切换开关控制。驱动采用IR2010S 驱动一组MOS 管开通关断，另一切换开关同理，如图6（b）所示。

图6 全桥逆变器与切换开关驱动电路示意Fig.6 Schematic of full-bridge inverter and switching switch drive circuit

为了控制H 桥逆变器的4 个氮化镓逆变开关以及切换开关按照要求正确开启，需要对逆变开关驱动输入两路互补的方波以及合适的死区时间防止上、下管同时导通。本文采用TMS320F28027 芯片作为逆变器驱动芯片和电能、信号切换开关驱动芯片，逆变开关和切换开关的控制信号如图7 所示，切换开关周期是逆变开关周期的整数倍，如图2所示。

图7 逆变开关与电能、信息共享通道开关周期控制Fig.7 Inverter switch and switching cycle control of power and information shared channel

2.2 信息的2FSK 调制

本文采用2FSK 调制方式对传输的数字信息进行调制，根据2FSK 调制原理，在FPGA 里面搭建所需功能模块如图8 所示[35]，包含2 个存储载波频率为1 MHz 和2 MHz 数据的ROM_IP 核、一个基带输入信号以及一个多路选择器，多路选择器通过基带信号对存储的载波信号进行读取。选择2 种存储载波频率主要考虑的是系统设置的载波频率大小比逆变开关电路工作频率高出一个数量级，便于后续信息的解调。基于FSK 的调制方式，采用MHz 级别的载波频率主要是提高信息传输速率，另外要兼顾远高于功率传输的谐振频率（285.02 kHz）。分别采用1 MHz和2 MHz 的载波频率是为了扩大“1”和“0”之间的频率间距从而减小干扰，并扩大带宽。

图8 2FSK 调制结构与输出Fig.8 2FSK modulation structure and output

3 仿真及实验验证

根据前述电路原理以及硬件电路设计在Matlab中搭建Simulink 仿真，在主电路回路中加入功能切换开关EO，在信息回路中加入功能切换开关SO（EO为能量通道切换的晶体管开关，SO为信号通道切换的晶体管开关），两者的驱动周期互补，如图2 所示。根据第1.1 节和1.2 节的拓扑电路分析以及实际的实验平台设计合适的实验参数，实验验证所用耦合线圈的原边自感约为47.97 μH，经LC 谐振公式（3）计算出原边谐振补偿电容，设计其余的系统参数，如表1 所示。

表1 磁耦合谐振式海下无线电能与信息的耦合线圈分时传输系统参数Tab.1 Parameters of magnetic coupling resonant undersea wireless power and information coupling coil time-sharing transmission system

图9 是表1 参数下的Simulink 仿真中原边主电路谐振状态下的主电路逆变电压、主电路电流、副边线圈两端电压以及副边电路电流仿真波形。可以看到，在传输周期切换时刻电能的原边电流为0，此时原边线圈处于零能量存储状态，符合前述理论，电能与信息共享通道的分时传输互不干扰。

图9 电能和信号共享通道传输的仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of power and signal shared channel transmission

基于上述参数及仿真搭建的实验平台如图10所示。根据设计要求，系统工作在LC 谐振状态，如图11 所示，系统输出的逆变电压VP与谐振电流IP经调整为无相位差工作状态，在切换开关开通关断瞬间，主电路电流处于过零点，其值为0，符合理论设计要求。

图10 仿真实验平台Fig.10 Platform for simulation experiment

图11 逆变电压及原边谐振电流Fig.11 Inverter voltage and primary-side resonant current

图12 是表1 参数下仿真实验平台测试的能量与信息共享通道传输中仅能量传输状态下的逆变电压VP、谐振电流IP以及副边电压VS的实验波形，可以观察到在仅电能传输工作状态下切换开关处于正常工作状态，达到系统设计的要求。

图12 仅电能传输状态下逆变电压、原边电流和副边电压实验波形Fig.12 Experimental waveforms of inverter voltage,primary-side current,and secondary-side voltage only in power transfer state

在不同环境下对信息的传输进行实验，如图13所示，以验证信息传输的有效性，实验中设置载波频率分别为1 MHz 和2 MHz。在不同距离、不同介质下高频信息通过耦合线圈进行传输，实验结果如图14 所示，接收端信息在不同距离（最远传输距离为1 m）以及不同介质下，副边线圈接收到的信息特征明显，可直观看到接收到的信息具有2 个不同的载波频率，便于后续信息的提取。

图13 调制信息传输装置测试Fig.13 Testing of modulation information transmission device

图14 调制信息传输实验对比Fig.14 Comparison of modulation information transmission experiment

电能与信息共享通道传输实验波形如图15 所示。在不同周期进行分时传输的实验波形如图15（a）所示，分别为实验验证平台稳定工作状态时系统的逆变侧输出电压、负载侧输出电压和原、副边线圈两端的电压，信息经过2FSK 调制以及功率放大后加载到耦合线圈两端，与通过谐振补偿的电能通过切换开关控制进行分时传输。耦合线圈的距离对信号的影响远小于电能传输，因此副边电压波形与调制信号幅值几乎相同，且电能与信息相互干扰较小，信息特征明显。

图15 电能与信息共享通道传输波形Fig.15 Experimental waveforms of power and information shared channel transmission

在电能与信息分时传输状态、合理的开关周期工作状态以及整流侧滤波电容与负载参数下，负载侧的电压输出平稳，电能传输受切换开关周期影响较小，传输效率高。

图15（b）是从副边耦合线圈两端对调制的信息进行解调的实验波形，在经过半波整流、低通滤波等一系列操作后，解调后的信息与原传输的信号特征一致。

4 结论

与传统的近场磁耦合能量与信息同步传输MC-SWPIT（magnetic coupling-simultaneous wireless power and information transfer）相比，本文所提非接触电磁谐振式电能传输利用了磁场的谐振方式，不仅弥补了感应式非接触无线电能传输距离短的缺陷，将信息的传输距离提高到米级范围，还极大地降低了能量传输对环境的影响。

本文所提磁耦合谐振式感应电能和信息共享通道传输系统，共用一个耦合线圈进行分时传输，避免了其他多通道传输的交叉耦合带来的建模、控制和干扰等关键问题，大大节省了体积和成本。基于磁耦合谐振式海下无线电能与信息的耦合线圈共享通道传输技术，在信息的输送上采用FPGA 实现2FSK 高频调制输出，经过功率放大电路加载到耦合线圈两端，载波频率与电能谐振频率相差一个数量级。采用开关通断的定时间传输方式将信息通道与电能传输电路相互隔离，前半周期传输电能，后半周期传输信息，很大程度上减小了电能和信息传输的相互影响，提高了功率电路和信息传输的效率。系统设计采用的原边串联补偿、副边不补偿电路，极大弥补了耦合线圈之间相互作用产生的电能对信息传输通道的干扰，以及系统功率传输的功率密度和效率问题，可以实现负载的稳定高效输出，实现了基于磁耦合谐振式无线电能与信息共享耦合线圈的分时传输。