移动中继双向无线充电系统拓扑结构设计

李 阳，寇苏雅，安张磊，孟 航，黄文鑫，张 冲

（1.天津工业大学电气工程学院，天津 300387；2.天津理工大学天津市新能源电力变换传输与智能控制重点实验室，天津 300384）

随着新能源产业的快速发展，电动汽车、无人机等新能源设备的充电方式受到了广泛关注，无线充电技术具有防止线路磨损老化、易于实现智能化和无人化等优势，成为了新能源设备充电技术的研究热点[1-4]。然而，目前无线充电桩数量不足，新能源设备无线充电存在找桩难、布桩难和桩使用率低等痛点[5]。因此，如何满足用户充电距离需求，缓解固定充电桩使用过程中灵活度不足的问题尤为重要。目前无线充电桩大多采用感应式无线充电，其传输距离一般为10～30 cm，随着距离的增大传输功率与效率会有所下降，故采用移动方式解决充电距离近的问题是可行方法之一[6-8]。

为解决充电中存在的问题，文献[9]利用可移动电池交换车为电动汽车提供充电电池交换服务，此类型交换车携带大量满电电池，可在短时间内行驶至电动汽车附近为其更换欠电电池，解决了充电时间长和充电难的问题；文献[10]提出一种新型的移动式充电方式，由移动充电车根据用户发送的充电指令进行用户服务，电动汽车的充电请求通过泊松分布建模，并均匀分布于服务区域；文献[11]对电动汽车应急充电系统进行研究，系统可外接交流电源或通过直流充电口外接充电桩为储能电池组补电，同时建立云平台服务器实现高度智能化，弥补了充电基础设施建设不健全带来的负面影响；文献[12]提出的移动充电策略可以不受时间和位置的限制为电动汽车进行充电，并以充电点数量最小为优化目标，建立优化模型；文献[13]开发了一种用于“流量捕获”的新型位置分配模型，针对燃料车辆充电设施，以满足起点-终点流的最短路径需求为目标，利用流量捕获模型计算车辆充电设备的最佳位置。

由上述文献分析可知，为解决充电难的问题，提出了移动式充电方式，然而该方式存在充电灵活性不足，需要人工干预的问题。因此，本文在现有研究的基础上，进一步将移动式充电与无线电能传输技术结合，实现了移动中继电源的双向无线充电功能。本文的特色和创新之处在于提出了解决电能双向变换困难的移动中继双向无线充电功率变换新型拓扑结构，主要包括双向高频整流/逆变、双向Buck-Boost 变换器、LCC 型补偿网络和耦合机构等，其中双向高频整流/逆变器完成电能的交直流双向变换，双向Buck-Boost 变换器完成直流电压的双向升降压调节。

1 移动中继双向无线充电系统

1.1 移动中继双向无线充电系统分析

移动中继无线充电系统在充、放电过程中要面对不同的供电设备与充电负载，而各种充电设备系统参数由于充电功率等级与充电频率有所不同而存在很大差异。实际应用中，地面无线充电桩的输出电压范围一般为200～500 V，新能源设备充电电池电压由车辆制造商和电池技术决定，如大型无人机电池电压范围大约为22～48 V，电动汽车电池电压在200～750 V 之间[14]。因此，若要适应不同电压等级的无线充电电源以及不同规格的新能源设备充电电池，就需要双向移动中继电源输出电压具有较宽的调控范围并且做到灵活调节。

基于上述思考，本文提出一种移动中继双向无线充电系统整体设计方案，如图1 所示，系统由地面端无线充电装置、移动中继端无线充电装置和负载设备端无线充电装置组成，其中移动中继端主要包括储能电池、双向高频逆变模块、双向Buck-Boost 电路、补偿网络和耦合机构。耦合机构采用利兹线绕制而成的圆形线圈，增加铁氧体屏蔽层以提升传输效率。

图1 移动中继双向无线充电系统整体结构Fig.1 Overall structure of mobile relay bidirectional wireless charging system

根据移动中继电源的工作状态可分为充电模式与供电模式。充电模式指地面充电电源向移动中继电源无线充电，当移动电源欠电时，找到地面充电桩为其进行电能补给，地面充电端由高频逆变电源输出高频交流电，通过耦合机构传输至移动中继端，再经双向全桥模块将高频交流电转化为直流电，为移动电源中的储能电池充电；供电模式指移动中继电源给负载设备提供电能，当负载设备需要充电时，向移动电源发出请求信号，移动电源受理后到达目标地点为负载进行无线供电，储能电池输出直流电压，经双向全桥模块转化为高频交流电，通过耦合机构传输至新能源设备端，将交流电整流为直流电为负载设备充电。

1.2 双向拓扑结构设计

实现电能的双向变换要考虑整体系统的电源拓扑结构、补偿网络设计及控制方式选择，以满足系统高效稳定运行。为了增加输出功率调控范围，加入串联型Buck-Boost 调功单元，本文设计的电源拓扑结构如图2 所示。其中，I1、I2和I3为双向全桥交流侧电流；I1'、I2'和I3'为双向全桥直流侧电流；Id、Iin和Ibatt为负载及输入激励电流。该系统可实现10 kW双向无线充电，工作频率10～100 kHz 可调，系统包括3 个部分：地面充电端、移动电源端和负载设备端。移动电源端由LCC 型谐振补偿网络、耦合机构、双向全桥整流/逆变器以及串联双向Buck-Boost 变换器构成。

图2 移动中继双向无线充电系统拓扑结构Fig.2 Topological structure of mobile relay bidirectional wireless charging system

该系统可实现地面充电端向移动中继电源充电、移动中继电源向负载提供电能的双向传输模式。移动中继电源中的串联双向Buck-Boost 变换器完成直流电压的双向升降压调节，双向全桥整流/逆变器完成电能的交直流双向变换，充电模式下全桥电路实现高频可控整流功能，供电模式下全桥电路实现高频逆变功能。

通过改变发射与接收侧全桥电路的驱动波形相位关系以实现充电与供电模式的切换，双向系统控制波形如图3 所示，US和UP分别为发射侧输入电压与接收侧输出电压，S1～S8和P1～P4分别为地面充电端、负载端及移动电源端开关管驱动波形。同侧同一桥臂上下两管（如S1、S2）驱动波形互补，并存在一定死区时间。充电模式下，接收侧（移动电源端）驱动波形较发射侧（地面充电端）滞后一定角度α；供电模式下，发射侧（移动电源端）驱动波形较接收侧（负载设备端）超前一定角度α。

图3 双向系统控制波形Fig.3 Waveforms under control of bidirectional system

本系统选择直流侧功率调节方式，不同于改变逆变桥功率管工作频率来改变系统阻抗的变频调功方式，直流侧功率控制只调节斩波电路开关管的占空比以改变输出电压进而调节输出功率，不改变工作频率，系统始终工作于准谐振状态，在调节输出功率的同时对线圈效率影响很小。相较于移相调节，直流侧功率控制在准谐振状态下发射端电压与电流相位差φ 很小且保持恒定，减小了系统的回流功率和功率管的电流应力。因此，直流调功控制方法提升了功率的调节范围，保证了系统在不同功率等级下均可实现高效稳定运行。

由于传统的直流斩波Buck-Boost 电路只能实现正向降压和反向升压，为电压的单向调节，为了进一步拓宽移动中继电源对输出电压的调控能力，采用串联型双向Buck-Boost 作为输出电压调节单元，结合了Buck 变换器和Boost 变换器的特点，可实现双向升降压调节，且不改变输出电压极性。该结构功率器件两端承受的电压为输入或输出电压，电压应力较小，且电感、电容等无源元件使用较少，可提高系统的功率密度。

移动中继无线充电系统需要适应大量不同参数的充电负载，为了提高系统的互操作性，谐振补偿网络选择了LCC-LCC 拓扑结构，电路等效模型如图4所示，其中Is和Ip为发射与接收线圈电流，I1和I2为双向全桥电路输入、输出电流，M 为线圈互感。

图4 LCC-LCC 补偿拓扑电路等效模型Fig.4 Circuit equivalent model of LCC-LCC compensation topology

根据LCC 型补偿网络各个回路电流的关系可知，Is和Ip受输入电压US和工作频率f 影响，与互感及负载参数无关，具有恒流特性。负载电流I2受输入电压US、互感M 及工作频率f 影响，与负载阻值无关[15]。当逆变激励输入电压不变、负载阻值变化时，LCC 补偿结构可以实现电池充电电流恒定，提高系统互操作性。

发射侧输入电压US与接收侧输出电压UP分别为

式中：Uin为逆变前端输入电压；Ubatt为负载电池额定电压；d 为串联型Buck-Boost 电压增益。移动中继电源接收功率为

式中：L 为耦合机构的等效电感；ω 为系统角频率；D=α/2π。本文控制方式为直流侧调压，移相角保持不变，因此D 为常数，其值为0.53。根据式（1）和式（2）分析可知，储能电池充电电压越大，移动中继电源接收功率越大。

本系统最大输出功率为10 kW，当发射与接收端工作在谐振状态时，根据LCC 型补偿网络工作频率与电感、电容的关系[15]计算出LCC 补偿网络电感电容参数，如表1 所示。

表1 LCC-LCC 拓扑电路参数Tab.1 Circuit parameters of LCC-LCC topology

2 双向无线充电系统仿真研究

为验证上述理论的正确性与可行性，根据系统控制策略、拓扑结构及电路参数的设计，搭建了移动中继双向无线充电系统仿真模型，包括双向无线充电主电路、控制单元以及功率测量单元，如图5所示。系统工作频率为85 kHz，直流调功模块控制频率为20 kHz，移动中继电源储能电池接收功率为10 kW。

图5 移动中继双向无线充电系统仿真模型Fig.5 Simulation model of mobile relay bidirectional wireless charging system

仿真设置系统输入电压为工频交流电，逆变电路工作频率为85 kHz，移动中继电源电池额定电压为400 V，移动中继电源充电模式下，为使储能电池两端电压达到自身额定充电电压，需将移动中继线圈整流后电压进行Boost 升压，驱动脉冲Q1为高电平，Q2为零电平，Q3与Q4互补。供电模式下，设置充电设备电池额定电压为200 V，充电电流12 A，直流调功模块工作于降压模式，驱动脉冲Q1与Q2互补，Q3为高电平，Q4为零电平。

充电、供电模式下的系统波形如图6 所示，其中：图6（a）为充电模式系统波形，移动电源电池接收到400 V 额定充电电压，电流25 A；图6（b）为供电模式系统波形，系统输出200 V 额定充电电压，充电电流为12 A。

图6 充电、供电模式下系统波形Fig.6 Waveforms of system in charging and discharging modes

不同设备耦合线圈的位置或距离不同（即互感参数不同）对系统的传输特性有很大影响，而互感大小与线圈耦合系数k 成正比，当两侧线圈越偏移中心位置或距离增大时，耦合系数随之减小，为验证系统抗偏移能力，对不同k 值下系统接收功率、传输效率及充电电流进行了仿真分析。通常情况下，线圈的耦合系数k 范围在0.1～0.3 之间，因此设置k 为0.10、0.15、0.20、0.25 和0.30，对应所得系统充电电流与效率的仿真参数如图7 所示。由图7 可见，耦合系数越大系统效率有小幅上升，保持在85%以上，充电电流呈增大趋势。因此对于双LCC型双向无线充电系统，互感变化时系统可保持较高的传输效率，但对充电电流和功率有较大影响，与理论分析一致。

图7 不同耦合系数下充电电流与效率关系Fig.7 Relationship between charging current and efficiency under different coupling coefficients

为验证双LCC 补偿网络的互操作性，设置负载参数为4、7、10、13、16 和20 Ω，对应所得系统效率和充电电流参数如图8 所示。由图8 可见，改变负载对系统效率及充电电流影响不大，因此双LCC型补偿网络具有良好的恒流特性，更换充电设备仍可保持系统的高效传输。

图8 不同负载参数下充电电流与效率关系Fig.8 Relationship between charging current and efficiency under different load parameters

为验证本文系统在不同负载参数下的电压调控范围，改变系统输出电压，得到不同电压参数下的系统效率如图9 所示。由图9 可见：相同负载参数下，随着输出电压的增大，效率随之增加；相同电压参数下，负载值越小，系统效率越高；系统传输效率总体保持在86%以上。

图9 输出电压与系统传输效率关系Fig.9 Relationship between output voltage and system transmission efficiency

3 双向无线充电系统实验验证

为验证上述理论与仿真分析的正确性，搭建了一套10 kW 移动中继双向无线充电实验系统，如图10 所示。充电模式实验系统包括地面充电电源、耦合机构、移动中继电源及负载；供电模式实验系统包括移动中继电源、耦合机构、高频整流器及负载。充电电池使用15 kW 绕线电阻代替，实验参数使用YOKOGAW 公司的PX8000 功率分析仪测量，使用德州仪器公司的DSP 微控制器TMS320F28 335 对双向全桥模块及双向直流变换器进行数字化控制。

图10 移动中继双向无线充电系统实验平台Fig.10 Experimental platform for mobile relay bidirectional wireless charging system

移动中继电源储能电池充电电压范围选择320～420 V，根据系统最大功率、工作频率、输入输出电压和负载等参数计算得到移动中继无线充电系统的电气参数如表2 所示。

表2 移动中继双向无线充电系统电气参数Tab.2 Electrical parameters of mobile relay bidirectional wireless charging system

耦合机构为560 mm×560 mm 圆型线圈，采用线径为4.4 mm 的利兹线绕制而成，并配有PC95型Mn-Zn 铁氧体磁屏蔽层，线圈结构参数见表3。

表3 耦合线圈结构参数Tab.3 Structural parameters of coupling coils

设置耦合线圈距离为10 cm，系统工作频率85 kHz。图11（a）为移动中继系统充电模式下实验数据，Ueq和Ieq分别为移动中继端负载接收电压和电流，Up和Ip分别为地面端电源逆变输出电压和电流有效值，可得逆变输出功率为11.56 kW，负载接收功率为9.93 kW，移动中继电源系统效率为85.90%；图11（b）为供电模式下实验数据，Ud和Id分别为新能源负载接收电压和电流，Us和Is分别为移动中继电源逆变输出电压和电流有效值，其中移动中继逆变输出功率为2.89 kW，充电负载接收功率为2.46 kW，移动中继电源的系统效率为85.17%。

图11 实验数据与波形Fig.11 Experimental data and waveforms

为验证互感对系统传输特性的影响，改变耦合机构传输距离为5、10、15、20 和25 cm，对应所得系统传输效率如图12 所示。由图12 可见，当互感增大，即耦合机构传输距离减小时，充电电流随之增大，系统效率增大，保持在82%以上，因此互感的变化对系统传输功率有较大影响，对传输效率影响较小，系统可保持高效稳定运行。

图12 不同互感下传输效率与充电电流关系Fig.12 Relationship between transmission efficiency and charging current under different values of mutual inductance

为验证LCC 补偿网络互操作性，在耦合机构传输距离为10 cm 时，改变负载参数为20、15、10和5 Ω，得出系统充电电流、传输效率与负载的关系如图13 所示。由图13 可见，随着负载参数的增大，负载充电电流有小幅下降，系统效率基本保持不变，可达82%以上。因此LCC 补偿网络具有良好的互操作性。

图13 不同负载参数下系统效率与充电电流关系Fig.13 Relationship between system efficiency and charging current under different load parameters

为验证系统在不同负载参数下的电压调控范围，改变调压电路占空比，得到不同电压参数下的系统效率如图14 所示。相同负载参数下，输出功率越高效率越高；相同电压参数下，负载越小效率越高，保持在84%以上。

图14 输出电压与系统传输效率实验关系Fig.14 Experimental relationship between output voltage and system transmission efficiency

由于实验过程中存在功率管的导通损耗、截止损耗、驱动损耗以及线路与各个连接处接口的发热损耗，因此实验结果相较于仿真结果效率略有降低。

4 结论

本文设计了移动中继双向无线充电系统，提出一种新型的拓扑结构，具有较宽的功率调节范围及良好的互操作性。采用串联型双向Buck-Boost 拓扑电路，在不改变谐振状态的情况下实现了全输出功率范围的高效率传输。选择的双LCC 型补偿网络具有良好的恒流特性，实现了输出功率及电流与负载无关的特性。本文理论分析了所提方法的可行性，并搭建了仿真模型和实验电路，对所提方法及其拓扑结构进行了仿真分析和实验验证，具体结论如下。

（1）本文中的移动中继电源采用双向全桥电路及串联型双向Buck-Boost 电路，在完成电能双向变换的同时，拓宽了功率调节范围，并选择双LCC 型补偿拓扑结构增加了整体系统的互操作性，系统传输效率保持在82%以上。

（2）互感的变化对系统传输功率影响较大，对传输效率影响较小，系统可保持高效稳定运行。

（3）随着负载参数的增大，负载充电电流有小幅下降，系统效率基本保持不变。

（4）相同负载参数下，输出功率越高效率越高；相同电压参数下，负载越小效率越高。

本文所提移动中继双向无线充电系统，可适应不同充电设备的充电需求，提高了无线电能传输系统的传输性能，同时可帮助无线充电设备在更远距离、充电需求更灵活的场合进行应急补电。