3FSK 能量调制式无线功率与信息同步传输技术

宋 纯，柴 琳，陆江华，马伯乐

（武汉科技大学信息科学与工程学院，武汉 430081）

如今，无线功率传输WPT（wireless power transfer）技术广泛应用于生活中。如电动汽车、电子产品、生物医学设备等领域，随处可见WPT 的应用。而在传输电能时，往往需要伴随着信息传输。以电动汽车为例，需要原边发射充电信号和副边向原边反馈电池数据，这就促使了无线功率与信息同步传输SWPIT（simultaneous wireless power and information transfer）技术的发展[1]。

实现SWPIT 目前有2 种方式：一种是在功率传输的感应链路外再设置一个通道用于信息传输，即分离通道传输，可以分开控制电力传输和通信，但是存在成本高、复杂度高、信号传输干扰严重等问题[2-4]；另一种是使用单个感应链路进行功率传输和信息传输，即共享通道传输[5-7]。共享通道传输被广泛应用，包含2 种方法：一种是将通信数据载波注入功率载波中[5，6，8]，注入法可以独立控制功率和数据，但是两种载波之间会出现串扰，影响信息的质量，并且需要额外的设备来向载体注入数据，成本较高；另一种是根据通信数据对功率载波进行调制[7，9，10]，采用同一载波进行功率和数据传输，不需要额外设备，也不会有信号被干扰的问题，信号特征被赋予能量载波上，通过能量波的变化来表现信号的变化，再在接收端通过解调装置提取发送端的信号，其调制方法分为基于幅移键控ASK（amplitude shift keying）调制方法、基于频移键控FSK（frequency shift keying）调制方法和基于相移键控PSK（phase shift keying）调制方法。

在这些方法中，使用FSK 调制方法比ASK 调制方法容错率更高，比PSK 调制方法信号检测更简单[11]，因此FSK-SWPIT 被认为是一种较好的SWPIT 方法。目前，基于单频带的2FSK（binary frequency shift keying）-SWPIT 已经得到了广泛的应用，但其不足之处在于，只有一个谐振点，致使其共振利用不足[12]。该技术应用2 种不同频率的载波，共用一个谐振带，将导致所取频率从效率最大值点开始偏移，从而使系统效率降低。考虑消除这种弊端，可以在此项技术采用双频带，将一个频段分配给一个载波，使每个载波都可以使用自己频段的谐振点。文献[13-16]中提出使用串、并联组合谐振电路来达成使用双频带谐振电路进行无线功率与信息同步传输的技术。

而在实际应用中，信息传输需要双向传输，双频带谐振电路可提供的谐振点依旧偏少。本文提出使用同一电路实现三频带谐振的方法，相较于双频谐振，此电路的原、副边也各使用4 个元器件，在器件未增多的情况下达成三频谐振的目的，使电路进行功率与信息同步传输时，上行电路与下行电路可以有更多频率选择。文献[17]研究了一种在自感电容和补偿电容谐振频率下的开环感应功率传输IPT（inductive power transfer）系统，证明串联-串联拓扑可以在2 个谐振频率下实现负载无关的恒电压传递，在一个频率上实现与负载无关的跨导。对于这些拓扑，文献[18]通过分析电压传递比与跨导，从而得到与负载无关的输出恒定电压与电流的条件，即达到谐振频率。

对于高阶补偿拓扑，文献[19-21]中的高阶谐振网络，既可以实现与负载无关的电压输出，也可以实现与负载无关的电流输出。本文在这些研究的基础上，利用高阶谐振网络，与双LCC 电路结合，实现三频带谐振电路，并应用于SWPIT 中，实现三种频率既能传输电能也能传输信息。

本文实现了基于双LCC 电路实现三频谐振的电能与信息同步传输的目标。首先分析了低阶及高阶电路谐振腔的谐振条件；在此基础上，基于双LCC的电路拓扑，进行参数设计以及频率选择；之后通过仿真模拟出三频谐振的解调信号；最后搭建实验平台，验证了本文所提三频谐振电路的可实现性。

1 系统建模与分析

1.1 系统总电路

图1 为本文所提能达成三谐振无线功率与信息同步传输目的的原理结构，此系统结构以双LCC谐振网络为基础，分成原边和副边2 个部分，采用共享通道传输，能够实现电能和信息同时传输，实现上行信号与下行信号同通道传递。系统原边由直流源、逆变器、补偿网络和耦合线圈等部分组成，副边由耦合线圈、补偿网络、整流器和负载等部分组成。其中，原边LCC 补偿网络由串联补偿电感Lp、并联电容Cpp和串联电容Csp组成；对应的串联补偿电感Ls、并联电容Cps和串联电容Css组成副边LCC 补偿网络；LSP为原边线圈自感；LSS为副边线圈自感；S1和S2为原边逆变器MOSFETs 对应开关；D1～D4为副边整流二极管；L3与C3构成LC 选频网络，用于提取信息载波信号，并衰减功率载波信号，再将提取出的信号进行解调，实现信息传输。本文采用的3 个频率fl、fm、fh皆为此谐振网络的谐振频率，传统的2FSK 技术中需要2 种不同频率的载波，而由于共用同一谐振频带，载流子频率将从最高效率点偏移，若效率过低则功率无法传输且信号无法在原、副边进行传递。而本文采用的谐振网络及参数设计可以使3 个频率皆处于谐振点，达到最高效率点，避免以上情况发生。

图1 三谐振无线功率与信息同步传输原理Fig.1 Schematic of three-frequency resonant simultaneous wireless power and information transfer

本文采用的谐振网络为双LCC 补偿电路，图2为基于双LCC 补偿网络的感应耦合能量传输系统。其中，一次侧由Lp、Cpp和Csp组成；二次侧由相对应的Ls、Cps和Css组成；LSP、LSS和M 分别为松耦合变压器的原边线圈自感、副边线圈自感和互感；VAB和IAB分别为输入电压与输入电流；Vab和Iab分别为输出电压与输出电流。

图2 基于双LCC 补偿网络的感应耦合能量传输系统Fig.2 Inductively coupled energy transfer system based on dual-LCC compensation network

其中，匝数比n 和耦合系数k 分别表示为

根据松耦合变压器的等效模型，将二次侧的元件等效至一次侧，构成如图3 所示的高阶谐振网络。其中，加上“'”的变量为参照原边的副边相应变量。LLP和分别为一次侧和二次侧线圈的漏电感，Lm为励磁电感。图3 中的变量可以表示为

图3 基于双LCC 补偿网络的感应耦合能量传输系统的等效电路Fig.3 Equivalent circuit of inductively coupled energy transfer system based on dual-LCC compensation network

由图3 可以看出，此电路为九阶谐振网络，为了设计其谐振频率，可以将其拆分为低阶谐振网络的组合，计算出符合条件的谐振频率。

1.2 谐振频率选取

根据图3 可以将九阶谐振网络进行重组，拆分成低阶谐振电路的组合，如图4 所示。将原谐振网络中的Csp与LLP重组拆分为LpVV和CpVV，L'LS与C'ss重组拆分为C'sVV和L'sVV。接着，Lp、Cpp和LpVV组成第1 个T 型电路，CpVV、Lm和C'sVV组成第2个T型电路，L'sVV、C'ps和L's组成第3 个T 型电路。

图4 ω1 的谐振网络Fig.4 Resonant network of ω1

图5 为基本的T 型谐振电路，其中，ZT1、ZT2、ZT3分别为对应谐振网络的阻抗；ZL为负载；Vo为其输出电压。则此电路的电压传递比GTVV可以表示为

图5 T 型谐振电路Fig.5 T-type resonant circuit

由式（3）可知，若想实现电压传输比与负载无关，则电路应满足的条件为

所以，将式（4）代入式（3）中可知，当T 型电路达到谐振条件，即令电压传输比与负载无关时，电压传递比为

将图4 中3 个T 型电路的参数代入式（4）和式（5），可得出此谐振电路的谐振条件及对应的电压传递比。所以第1 个频率ω1的谐振条件为

与负载无关的电压传递比为

同理，除了上述低阶谐振电路组合，双LCC 电路等效的高阶电路也可重组为其他低阶谐振电路组合。考虑到元器件多而自由度多，采用原、副边对称的结构，从而降低自由度，便于后续参数设计。最终选用图6 和图7 所示的谐振网络来选定所需谐振频率。

图6 ω2 的谐振网络Fig.6 Resonant network of ω2

图7 ω3 的谐振网络Fig.7 Resonant network of ω3

图6 中，将原谐振网络Csp与LLP重组为电容CpVV，与重组为电容C'sVV，可将原高阶谐振网络拆分为2 个T 型谐振电路的组合，分别计算其谐振条件以及电压传递比，可以得出所需的第2 个谐振频率ω2为

其与负载无关的电压传递比为

图7 中，将原谐振网络Csp与LLP重组为电感LpVV，与重组为电感，同样可将原高阶谐振网络拆分为2 个T 型谐振电路的组合，分别计算其谐振条件以及电压传递比，可得出所需的第3 个谐振频率ω3为

其与负载无关的电压传递比为

至此，可以得到3FSK 所需的3 个谐振频率，当系统运行于这3 个频率时，系统效率达到最高，降低了系统的损耗。同时在设计参数时，将3 个电压传递比皆设置为1，可以使系统在不同负载下达成恒压输出的目标。在此前提下，功率载波信号及信息载波信号共用通道传输，传输至副边时皆有功率支撑电路正常运行，无需考虑信息载波信号的传输时长，可保证系统稳定运行。

1.3 波形解调

通过上述分析，可以使电路通过3 种频率的载波，为了将这些波形处理为电能分量和信息分量，需要对波形进行调制。

近场磁耦合能量与信息同步传输一般采用数字调制来对信息进行处理，即将二进制数字序列映射成一组相应的信号波形，这些信号波形可在幅值、频率和相位等方面存在差异，通过这些差异特征来表示二进制数据流并在物理信道上传输。

数字频率调制即FSK，利用不同的载波频率来传递数字消息，也是用所传递的数字消息来控制载波的频率，是信息传输的一种重要调制方式。其中，最广泛使用的二进制频移键控2FSK，使用数字‘1’和‘0’来代表2 个不同频率的载波，如图8 所示。在解调时不需要恢复原本载波，就能够实现异步传输，实现方法较为简单。对于本文中出现的3 种频率，可以用‘00’，‘01’和‘11’来分别代表3 种频率的载波，如图9 所示，其中Vp为接收端提取的电压波形，Vsp为信息传输的解调电压波形。

图8 2FSK 调制Fig.8 2FSK modulation

图9 3FSK 载波及对应信号波Fig.9 Carrier wave and corresponding signal wave modulated by 3FSK

本文采用非相干调解法中的过零检测法来解调波形，过零检测法的基本思路为通过检测调频波的过零点数不同来分辨不同频率的波形，频率越高则过零点数量越多。

图10 为过零检测法的基本原理。3FSK 的调制信号经过放大并限幅后，可由正弦波转为方波即脉冲信号，再经过微分和整流可得到正的窄脉冲信号，通过宽脉冲滤波器可将尖脉冲转换成所设定宽度的脉冲信号，之后再通过低通滤波器LPF（low pass filter）得到脉冲信号的直流分量，根据脉冲信号的疏密即直流分量的大小，可以分辨出输入信号频率的高低，从而解调出数字信号“1”和“0”。

图10 过零检测法的基本原理Fig.10 Basic principle of zero-crossing detection method

2 仿真和实验

为达成三谐振频率，设计的系统参数如表1所示。

表1 实验中系统参数设计Tab.1 System parameters designed in experiment

以150 kHz 为第1 个谐振频率，应用于图1 所示的变换拓扑，设计出原电路的各个参数，可计算出另外2 个频率分别为48.526 和177.584 kHz。当运用于实际应用时，频率不会如此精确，经过Simulink 仿真可得，当频率处于所设定频率左右的时候，输出电压波动较为稳定，可以采用这3 种频率完成实验。实验采用的系统架构如图11 所示。

图11 3FSK-SWPIT 系统架构Fig.11 Architecture of 3FSK-SWPIT system

为了验证参数的可行性，先在Simulink 搭建仿真，其解调模块仿真模型如图12 所示，从负载ZL提取出的电压可进行2 次解调，在低通滤波器之后的比较模块可以进行ω1与ω2的比较以及ω2和ω3的比较，从而达成3 个频率分别由 “00”、“01”和“11”表示。最终负载两端的电压波形及解调出的数字信号如图13 所示。

图12 3FSK 过零检测法非相干解调仿真模型Fig.12 Simulation model of noncoherent demodulation with 3FSK zero-crossing detection method

图13 仿真电压波形及解调结果Fig.13 Voltage waveform and demodulation results of simulation

由图13 可以看出，系统在3 种频率下传输至接收侧负载的电压趋近于稳定不变，验证了前文所提出的恒压传输，使3 种频率皆在谐振点，传输效率达到最高。之后通过解调，将3 种频率分别映射为11、01、00，可用于后续的信息传输。

实验样机如图14 所示，图中：连接线圈为初级电路和次级电路的串联电感线圈（TX 线圈和RX 线圈）；初级侧与次级侧的并联补偿电感皆为平面线圈，用利兹线缠绕。

图14 实验样机Fig.14 Experimental prototype

最终得到的实验结果如图15 和图16 所示。图15 显示了3 个谐振点的暂态负载电压波形，以时间t1与t2为分界线，分别为3 种频率f1、f2、f3波形。由于频率无法十分精确且电容在不同频率下可能出现参数变化，波形会产生一定误差，但如图15所示，3 种频率下的负载波形趋近于在同一幅值，即可验证上文所提出的结论。

图15 负载两端电压波形Fig.15 Load voltage waveform

图16 副边LSS 流经电流波形Fig.16 Current waveform of secondary-side LSS

图16 为流经副边线圈LSS的电流波形。根据图16（a）可以看出，电路在t1时刻流经电流频率由f1转变为f2，在t2时刻流经电流频率由f2转变为f3，因此3 种频率皆能顺利在电路原、副边之间传输。根据图16（b）～（d）可以看出f1、f2和f3分别为178.6、149.3 和49.0 kHz，皆为上述设定频率参数的近似值，可验证本文参数设计的可实行性。

根据实验可以得出，在上文提出的理论基础下，此结论可运用于实际应用，达到同一拓扑可在3 种频率下恒压传输的效果，最终3 种频率可分别运用于基础电能传输、上行信息传输以及下行信息传输，且在信息传输过程中，可同时提供稳定电能，保证电路正常运转，具有很强的实际应用性。

3 结语

本文针对SWPIT 技术中存在的共享通道传输可用谐振频率少的问题，提出了一种基于双LCC电路的3FSK 能量调制式三频谐振SWPIT 技术。通过对双LCC 电路拓扑的分析，将其等效的高阶网络拆分为低阶T 型网络的组合，并通过T 型网络的谐振条件，反推出适用于双LCC 补偿网络的谐振频率。为了达成恒定电压输出，本文将补偿网络的电压传递比设定为1，确保了在传输信息时也可保证电路的功率运行需求。通过仿真及实验可见，所设计的参数可以使双LCC 电路在3 种频率下正常运作且电能与信号皆能传递至副边，副边负载两端的电压恒定，实现了恒电压输出，验证了本文所提三谐振SWPIT 技术的可行性。