同轴旋转型MC-WPT 系统电能与信号并行传输方法

王云柳，卿晓东，吴学颖

（1.四川电力设计咨询有限责任公司，成都 610041；2.重庆科技学院电气工程学院，重庆 401331）

磁耦合无线电能传输MC-WPT（magnetic-coupling wireless power transfer）技术是一种无需导体连接即可实现电能传输的技术[1]。在风力发电机[2]、水下航行器[3]、盾构机[4]和钻井平台[5]等同轴旋转机构中，供电线缆难以安装甚至无法安装，MC-WPT 技术可以为供电设备提供一种新的供电方案。在MCWPT 系统中，除了要实现电能的无线传输外，磁耦合无线电能与信号并行传输MC-WPST（magneticcoupling wireless power and signal transfer）同样至关重要[6-7]。在系统原、副边之间实现无线信号传输有助于：创建闭环控制回路，提高MC-WPT 系统电能传输的平稳性和效率[8-9]；建立数据交互通道，电池SOC、转子转速等数据可向固定侧上位机回传用于系统状态分析。

目前，MC-WPST 方法主要可分为功率调制型、通道复用型和通道分离型3 类，其中：①功率调制型通过调节主电路中的补偿电容[10]、输入电阻[11]以及电流相位[12]等实现信号调制与传输，但是由于电能的谐振频率较低，基于功率调制的信号传输的波特率同样较低；②通道复用型则是利用一个耦合通道同时实现电能与信号的传输，但该方法电能对信号串扰强，目前常采用双陷波滤波器[13]、通道时分复用[14]以及无功元件滤波[15]等方法实现串扰抑制，增加了电路的复杂度；③通道分离型技术在原有功率传输通道外增设一个独立信道，可通过采用DDQ 线圈[16]、双极线圈[17]和正交线圈[18]等解耦线圈降低串扰，简单实用。然而，目前还没有适用于同轴旋转型耦合机构的解耦线圈结构，导致同轴旋转型MC-WPST 系统的电能与信号传输通道之间的解耦与串扰抑制难以实现。

为了实现同轴旋转型MC-WPST 系统的电能与信号传输通道的解耦，本文提出了同轴环形六绕组CRSW（coaxial ring six-winding）耦合机构，通过耦合线圈位置以及电能传输通道耦合线圈绕组方向的设计，使得能量通道耦合磁场在信号传输线圈平面的法向量分量处处为0，即实现两个通道之间解耦。本文将平面型解耦线圈设计思路拓展至同轴旋转型结构中，解决了同轴旋转型MC-WPT 系统电能与信号通道间的串扰问题，所提的MC-WPST方法无需设计复杂的滤波电路，通道串扰抑制更加简单，更具工程应用潜力。

1 CRSW 耦合机构结构与数学模型

1.1 MC-WPST 系统整体构架

MC-WPST 系统的结构框图如图1 所示，图中MC-WPST 系统分为无线电能传输系统和无线信号传输系统两部分。电能传输主要由逆变器、原副边补偿、整流器以及电能通道耦合机构组成；信号传输主要包括信号发送电路、信号接收电路以及信号通道耦合机构。其中电能通道与信号通道耦合机构之间的交叉耦合会为信号传输引入串扰，本文目的就是通过设计一种具有交叉解耦特性的耦合机构以抑制串扰。

图1 MC-WPST 系统结构框图Fig.1 Block diagram of structure of MC-WPST system

1.2 CRSW 耦合机构结构

图2 给出了CRSW 耦合机构的结构示意。如图2（a）所示，内外层圆柱曲面同轴，外层为MCWPST 系统的固定侧，半径为r2；内层为旋转侧，半径为r1。固定侧与旋转侧上均安装有3 个同轴环形绕组，其中中间侧绕组b 为信号传输通道耦合绕组，两端的绕组a1和a2相互串联，共同构成电能传输通道的耦合绕组，如图2（b）所示。所有6 个绕组的绕线方向如图2（c）所示，其中内外层对应绕组的绕线方向一致。以内层绕组为例，左右两端的电能通道耦合绕组的绕制方向相反，分别定义为绕组Lr1和Lr2，由于Lr1和Lr2串联，因此流经2 个绕组的电流方向也是相反的；中间的信号通道耦合绕组的绕制方向与Lr1和Lr2无关且可任意设定，内层信号绕组定义为L3。外层对应的绕组分别定义为Lt1、Lt2和Lt3。

图2 CRSW 耦合机构结构示意Fig.2 Schematic of structure of CRSW coupler

1.3 CRSW 耦合机构数学模型

图2 中所示的CRSW 包含6 个绕组，其构成的等效电路如图3 所示，每个绕组被视为一个电感元件，且任意两个绕组之间的耦合被视为互感，同侧的两个电能传输绕组的一对异名端相互连接。

图3 基于自感与互感参数的CRSW 耦合机构等效电路Fig.3 Equivalent circuit of CRSW coupler based on self-inductance and mutual inductance parameters

根据电路理论可知，绕组之间的磁场耦合效应可等效为感应电压源，基于感应电压源的CRSW CSRW 耦合机构等效电路如图4 所示，于是图4（a）所示的电路可简化为图4（b）所示的等效电路，图中每个绕组与5 个等效电流控电压源串联。

图4 基于感应电压源的CRSW 耦合机构等效电路Fig.4 Equivalent circuit of CRSW coupler based on induced voltage source

根据基尔霍夫电压定律KVL（Kirchhoff’s voltage law）列写等效电路的电压方程为

式中：Utp为电能发射线圈端口电压；Uts为信号发射线圈端口电压；Urp为电能接收线圈端口电压；Urs为信号接收线圈端口电压。

定义

式中：Ltp和Lrp分别为电能传输通道的原边、副边绕组的整体等效自感；Lts、Lrs重新定义为信号传输通道原、副边绕组自感，使电能与信号传输通道符号对称；将CSRW 耦合机构中6 个绕组间的互感整合为4 个等效电感之间的互感，Mp和Ms分别为电能与信号通道原、副边互感；Mtpts、Mrprs、Mtprs和Mtsrp分别为系统原副边电能绕组与信号绕组之间的交叉互感。于是，式（1）所示等效电路的KVL 方程可简化为

根据简化后的KVL 方程，CRSW 耦合机构的等效电路也可进一步简化为如图4（b）所示。

1.4 耦合机构有限元仿真

要实现电能传输通道与信号传输通道之间的解耦，实际上就是通过合理地设计耦合机构，使得式（3）中的互感Mtpts=0、Mtprs=0、Mtsrp=0 以及Mrprs=0。根据式（2）可知，要实现上述互感为0，需满足

分析式（4）成立的条件，在有限元仿真软件ANSYS Electronics 中建立耦合机构的仿真模型，如图5 所示，分析耦合机构绕组间距对互感参数的影响规律。

图5 基于有限元仿真软件的耦合机构仿真模型Fig.5 Simulation model of coupler based on finite element simulation software

图6 给出了CRSW 的电能与信号绕组间互感Mtpts、Mtprs、Mtsrp以及Mrprs关于绕组间距dt1、dt2、dr1以及dr2的关系曲线。由图可见，当原、副边绕组间距满足dt1=dt2且dr1=dr2时，上述互感为0，即当原副边信号线圈处于同一平面且4 个电能传输通道线圈关于信号线圈平面对称时，电能与信号通道实现解耦。此时，图5 中标注的信号线圈所在平面的磁感应强度分布如图7 所示。

图7 绕组对称时信号绕组的磁感应强度分布Fig.7 Magnetic flux density distribution of signal winding when windings are symmetrical

当原、副边绕组间距满足dt=dt1=dt2且dr=dr1=dr2，即绕组关于信号绕组平面对称时，绕组间距dt和dr的绝对值还会影响耦合机构电能与信号传输通道的耦合参数。

图8 给出了耦合机构等效自感Ltp、Lrp以及电能通道的互感Mp。由图8 可见，调节绕组间距dt和dr可改变通道的自感与互感参数，可为MC-WPST系统层面的输出增益、功率等级、信号通道增益等指标提供更多的设计自由度。

2 MC-WPST 系统电能与信号传输通道分析

2.1 电能传输通道

图9 给出了MC-WPST 系统的示意，其中电能传输部分由全桥逆变器、补偿电路、耦合机构以及全桥整流电路构成。图中：Edc为输入直流电压，Itp和Irp分别表示系统原、副边环路电流。

图9 MC-WPST 系统示意Fig.9 Schematic of MC-WPST system

逆变电路将直流电压Edc转换为高频交流电压，根据傅里叶分解可知，逆变器交流电压与直流侧电压满足

补偿电路采用串联-串联补偿结构，其中原、副边补偿电感满足

根据能量守恒定理，系统副边高频整流电路的直流与交流侧的阻抗关系满足

结合式（5）～式（7），列写MC-WPST 系统电能传输部分的KVL 矩阵等式，可得

求解得到系统的输出电流IL与输出功率PL分别为

2.2 信号传输通道

本文采用的调制方案是幅移键控ASK（amplitude shift keying）调制，其原因包括：①ASK 调制技术中载波存在用“1”代表，载波不存在用“0”代表，这种类型的调制称为开关键控，是最节省能量的调制方式，因为只有在发送“1”时辐射能量；②ASK 调制是发射和接收电路结构简单；③ASK 调制载波频率始终保持不变，因此该技术占用的频带宽度窄。

信号传输通道主要由信号发射电路和接收电路组成。信号发射电路包括4 个部分：载波生成、ASK调制、信号放大和隔离输出电路，如图10 所示。正弦载波振荡电路的基本原理是利用特定频率的无源晶振结合电容器进行自激振荡，并通过放大电路生成正弦载波，本文中信号载波频率为10.7 MHz。随后，使用CD4051 选择器电路根据数字信号对正弦载波进行ASK 调制，生成调制载波。最后，调制载波经过前向比例放大器电路放大，调节输出调制波的幅度，放大后的调制波通过1∶1 紧密耦合变压器进行隔离输出。

图10 信号发射电路结构Fig.10 Structure of signal transmitting circuit

信号接收电路同样由4 个部分组成：带通滤波、信号放大、包络整形和数字波形输出电路，如图11所示。滤波电路是由RC 低通滤波和巴特沃斯高通滤波组成的带通滤波电路，其功能是过滤信号传输通道中源自电能传输通道的串扰以及部分开关噪音。放大电路将信号波形幅度放大为输入信号的3倍，以克服信道衰减。随后信号输入至包络整形单元，将接收到的调制载波包络整形为数字方波。

图11 信号接收电路结构Fig.11 Structure of signal receiving circuit

3 实验验证

根据图1 所示的耦合机构结构以及图9 所示的MC-WPST 系统结构搭建了原理样机，如图12所示。图12 中：耦合机构由利兹线绕制于两层亚克力套筒上，模拟同轴旋转型MC-WPT 系统安装场景，下角标t 指代处层线圈，r 指代内层线圈；发射线圈安装于外层套筒，接收线圈安装于内层套筒。系统的主要参数如表1 所示。

表1 MC-WPST 系统的主要参数Tab.1 Main parameters of MC-WPST system

图12 MC-WPST 系统原理样机Fig.12 Experimental prototype of MC-WPST system

为了验证系统电能传输通道与信号传输通道各自的性能，本文进行了不同条件下的实验，结果如图13 所示。首先，在信号通道待机条件下测量了电能传输通道逆变器输出电压、电流以及整流器的输出电压，如图13（a）所示。图中，逆变器输出电压与电流同相且电流过零点轻微滞后于电压过零点，逆变器开关管工作于软开关状态；系统输出电压为100 V，与理论值基本一致。其次，在电能通道待机条件下测量了信号传输通道输入输出侧的数字信号与调制模拟信号，如图13（b）所示，可见数字信号高、低电平与模拟载波高、低幅值对应良好，同时输入与输出的数字信号匹配正确，且输出信号几乎没有滞后现象。

图13 MC-WPST 系统实验波形Fig.13 Experimental waveforms of MC-WPST system

进一步地，在MC-WPST 系统电能传输部分正常工作的情况下，通过测量信号发射线圈与接收线圈的开路电压来验证基于CSRW 结构的耦合机构的通道交叉解耦效果。电能传输通道原副边绕组电流以及信号绕组开路电压如图13（c）所示。图中波形显示电能传输通道原、副边电流峰值均达到2.5 A 以上，uts和urs存在一定的串扰信号，主要包含以下两部分：一是来自于电能传输通道的基波及高次谐波串扰。本系统的基波频率为85 kHz，而信号模块的带通滤波电路的通频带为1～100 MHz，因此滤波电路可有效滤除电能传输通道的基波以及11 次以内的谐波串扰，剩余的更高次谐波的分量极小，可以忽略。从本文的实验结果看，信号波形中的串扰并非电能通道的基波与谐波。二是来自于逆变器的开关噪声串扰。此部分噪声的频率与幅值主要取决于开关管本身的寄生参数以及PCB 板布线的分布参数等的影响。从实验分析可知，本文信号波形的噪声频率与开关管噪声基本一致，与信号载波频率10 MHz 接近，在1～100 MHz 频带内，带通滤波电路难以有效滤除，所以最终加载在信号波形之上。值得注意的是，叠加与数字与模拟载波波形之上的噪音具有脉冲信号的特征，其高电平时间极短，对于信号的发送与读取影响极小，可以忽略不计。最后，图13（d）给出了MC-WPST 系统电能与信号部分共同工作时的信号波形，可见输出数字信号仍然与输出信号对应，信号传输速率为19 200 bit/s。

4 结语

本文提出了一种基于同轴环形六绕组耦合机构的电能与信号并行传输方法，通过绕组的位置设计与串并联实现电能通道与信号通道的解耦，降低MC-WPST 系统电能传输对信道的串扰。通过建立六绕组耦合机构数学模型，计算得出电能与信号传输通道间的交叉耦合参数。结合耦合机构模型与有限元仿真，明确了双通道解耦对应的绕组位置关系。搭建MC-WPST 系统实验原理样机，实验结果表明六绕组耦合机构及其设计方法对电能与开关噪声的基波成分具有较好的抑制作用，在系统输出功率为150 W 时，实现了基于幅移键控的速率为19 200 bit/s 的信号传输，验证了所提出方法的正确性与有效性。