基于复用桥臂的储能型模块化多电平换流器

曾 武，李 睿，蔡 旭

（1. 南方电网能源发展研究院有限责任公司,广东省广州市 510700；2. 风力发电研究中心,上海交通大学电子信息与电气工程学院,上海市 200240）

0 引言

基于模块化多电平换流器的高压直流（modular multilevel converter based high voltage direct current,MMC-HVDC）输电技术因具有易扩展的模块化结构、较小的输出电压畸变率以及有功/无功解耦控制等优势,在大规模、远距离风电场并网场合具有广阔的应用前景［1］。

在风电场经MMC-HVDC 并网系统中,风电机组由于其转子转速与电网频率完全解耦,因此无法自发响应系统频率变化,从而呈现低惯量特性［2］。通过给风机变流器附加控制策略［3-5］,可以使风电机组具备一定的辅助电网调节能力,但均需要牺牲风电机组最大功率点跟踪（maximum power point tracking,MPPT）能力。同时,风电场内风电机组间的协调控制较为困难。

通过在风电场内加装储能设备,不仅能够实现风电场虚拟惯量控制［6］,还可以避免风电场内机组之间的协调,也不影响各台风电机组MPPT 实现,具有良好的应用前景。文献［7］表明,采用大约风电场额定功率5%的储能装置就能使风电场产生与同容量同步发电机大小接近的虚拟惯量作用效果。

通常用于解决风电场并网问题的储能设备是作为一个单独设备接入风电场汇集母线,会增加系统损耗和成本［8］。考虑到用于惯量补偿的储能系统功率要求并不高,可以把储能载体直接集成在模块化多电平换流器（modular multilevel converter,MMC）内,将有助于减小系统成本和损耗［9］。

将储能载体与子模块相结合的研究工作最早始于H 桥级联型换流器的电池储能应用［10-14］。文献［10］提出将链式功率转换系统（power conversion system,PCS）用于大容量电池储能系统,构建了500 kW/238 kW·h 的锂电池储能实验系统,经工频变压器接入6.6 kV 电网。2014 年9 月,南方电网宝清储能电站实现了2 MW/2 MW·h 无变压器直挂储能的示范应用,电压等级达到10 kV［11］,文献［12-14］对其功率控制、荷电状态均衡与优化设计方法等进行了深入的研究。

在柔性直流输电系统里,同样可以将储能载体与MMC 子模块 相结合［15-22］。储能型MMC 与H 桥级联型换流器的不同在于,H 桥级联型换流器是作为一个单独的全功率PCS 储能设备接入风电场汇集母线,而储能型MMC 是集成部分储能功率的AC/DC 换流器,储能是MMC 的额外功能［15］。国内外众多学者对储能型MMC 电路拓扑的研究主要分为两类:一是将储能载体直接并联在子模块电容两端［16］；二是将储能载体经双向DC/DC 变换器并联在半桥子模块（half-bridge submodule,HBSM）电容两端,即两级式HBSM 拓扑［17-21］。考虑到高压直流输电中MMC 的应用特点,其子模块电容电压一般高于1 500 V 电压等级［22］,而以锂离子电池为代表的高倍率电池,从成本和安全考虑,难以达到如此高的串联电压。因此,含双向DC/DC 变换器的两级式子模块拓扑更适用于高压直流输电应用场合。文献［23］提出了一种两级式全桥子模块拓扑,使MMC 具备了直流故障穿越能力,但是系统的成本大大增加。

为了降低两级式全桥子模块的成本,本文基于桥臂复用的思想,提出了一种类全桥储能子模块拓扑以及相应的调制和控制策略,并通过类全桥子模块（quasi-full-bridge submodule,QFBSM）和HBSM的混合,进一步降低系统的成本和损耗。提出的拓扑与单级式储能HBSM 相比,对电池电压的要求显著降低,具有平滑电池电流的功能；与两级式储能HBSM 相比,具有直流故障阻断能力。通过构建仿真模型和实验样机,对拓扑的可行性和控制策略的有效性进行了验证。

1 储能型MMC 拓扑及调制策略

图1（a）所示为MMC-HVDC 系统单线图,图1（b）所示为MMC 拓扑图。图1 中:ix为x相交流电流（x=a,b,c）；ixp为x相上桥臂电流；ixn为x相下桥臂电流；Ibat为电池电流；Vbat为电池电压；Larm为桥臂电感；Lac为交流侧漏感；Lbat为与电池相连的电感；Vdc和Idc分别为直流侧电压和电流；VcF和VcH分别为QFBSM 和HBSM 的电容电压平均值；DFIG表示双馈感应发电机。MMC 每个相单元包括上、下两个桥臂,每个桥臂由N个子模块（包括NH个HBSM 和NF个QFBSM）和电感Larm串联组成。

图1（b）所示的QFBSM 是本文提出的拓扑,反并联晶闸管T 用于实现直流故障阻断。反并联晶闸管阻断直流故障的实现方法为:放电状态下,通过控制开关管S1常通（充电状态则控制S2常通）使晶闸管电流迅速下降至维持电流以下,晶闸管关断,从而阻断直流故障对电池的影响。电池电流的控制原理为:当S1导通时,电感左右两端承受电压为Vbat-VcF,是负值,电感电流下降（正方向为电池流向桥臂中点）,下降率di/dt=（Vbat-VcF）/Lbat；当S2导通时,电感电压为Vbat,电流上升。S1/S2开关信号和电池电流波形如附录A 图A1 所示。

图1 MMC-HVDC 系统结构示意图Fig.1 Schematic diagram of structure of MMC-HVDC system

常规的储能型MMC 子模块拓扑将电池通过DC/DC 变换器与HBSM 相连,构成两级式HBSM。该拓扑在直流侧短路故障情况下存在电流通路,如图2（a）所示。图中:va、vb、vc为交流侧三相电压；红色实线表示子模块通流的具体器件和电流方向,红色虚线表示MMC 系统的电流通路；简化起见,用SM 表示两级式HBSM。尽管将电池通过DC/DC变换器与全桥子模块相连可以解决这一问题,但由于开关管数目增加到6 个,系统的成本显著提高。

本文基于桥臂复用的思想,提出了一种QFBSM 拓扑。与两级式HBSM 相比,引出端子从B2、B3变 成 了B2、B1,平 均 输 出 电 压VB2B1=VB2B3-VB1B3=VB2B3-Vbat,其中,VB2B1为节点B2相对节点B1的电压,VB2B3为节点B2相对节点B3的电压,VB1B3为节点B1相对节点B3的电压。与HBSM 输出的电压VB2B3相比,QFBSM 输出的电压VB2B1存在少量直流电压损失,但该拓扑可将电容电压用于抑制短路电流,只需满足2NF个QFBSM 的电容电压总和大于交流侧线电压幅值,如图2（b）所示。

图2 不同子模块拓扑在直流侧短路故障时的电流通路Fig.2 Current paths of different submodule topologies with DC-side short-circuit fault

由于MMC 三相对称,为表达简洁,以a 相为例进行说明。附录A 图A2 为a 相平均值模型。其中,每个桥臂的级联HBSM 和QFBSM 可分别等效为可控电压源；R为桥臂等效电阻；Rac为交流侧等效电阻。电气量正方向按整流运行方式定义。

MMC 上、下桥臂电流可以表示为:

式中:icira为a 相环流。

式中:uap和uan分别为a 相上、下桥臂电压；vno为共模电压。

假设MMC 电容电压稳定,每个桥臂中HBSM和QFBSM 电容电压直流量相等,同为Vc=Vdc/N。HBSM 和QFBSM 个数相等,即NF=NH=N/2。

电池投入使用时,QFBSM 中S1/S2桥臂用作仅输出直流的双向DC/DC 变换器,S3/S4用作输出交流和直流的半桥。脉宽调制（PWM）信号如图3（a）和（b）所示。图中,mdl表示S1/S2左桥臂调制信号中的直流分量,mdr表示S3/S4右桥臂调制信号中的直流分量,mfa表示S3/S4桥臂调制信号中的交流分量,则QFBSM 调制信号中的直流量为mfd=mdr-mdl。mdl的平均值为电池电压与电容电压的比值,即mdl=Vbat/Vc。与单级式储能子模块相比,QFBSM电池电压可以设计得比较低,是本拓扑的优势之一。考虑到子模块混合后QFBSM 里电池要提供10%的子模块功率,本文取mdl=0.1。

图3 调制信号及输出电压Fig.3 Modulation signals and output voltages

HBSM 的PWM 信号如图3（c）所示。图中:mhd和mha分别表示HBSM 中S5/S6桥臂调制信号中的直流分量和交流分量。一个QFBSM 和一个HBSM的总输出电压如图3（d）所示。

待确定量为mhd、mha、mdr和mfa,本文将根据子模块电容电压平衡条件、调制信号的边界条件来进行确定。

QFBSM 在4 种开关状态下的电流通路如图4所示,其中icF为QFBSM 的电容电流。

图4 QFBSM 在4 种开关状态下的电流通路Fig.4 Current paths of QFBSM in four switching states

相应地,桥臂开关状态SFL/SFR和QFBSM 的输出电压VoF以及电容电流icF的关系如表1 所示。SFL=0 表 示S1关 断、S2导 通；SFL=1 表 示S1导 通、S2关断。SFR=0 表示S3关断、S4导通；SFR=1 表示S3导通、S4关断。

表1 QFBSM 的开关状态Table 1 Switching states of QFBSM

根据表1 可以得到QFBSM 的电容电流的表达式为:

式中:Im和I2分别为交流侧电流和桥臂环流幅值；φ、θ分别为a 相交流侧电流和桥臂环流相位。

为了使电容电压在一个工频周期内平衡,有

式（16）反映了本文提出电路的适用条件,即2Um/Vdc≤0.9,验证了前文所述的代价是牺牲10%的直流电压,这在工程应用中是可以接受的。

式（17）反映了电路的储能边界（标幺值）,其中不等式右端为整流工况下的放电功率边界,不等式左端为整流工况下的充电功率边界,如附录A 图A3所示。该图说明了在式（16）满足的条件下,该电路至少可提供11% 的储能功率,满足惯量补偿的要求［7］。

式（18）反映了在式（16）、式（17）满足的前提下,mha有无数组解。在确定mha后,根据式（14）、式（15）可依次确定mhd、mfd和mfa。

2 控制策略

网侧有功功率及无功功率控制是换流器最基本的控制目标,3N个电池组的功率平滑控制是提高电池使用寿命的关键,MMC 所有子模块电容电压的稳定是换流器可靠运行的前提。附录A 图A4 为针对上述目标综合实现的控制策略框图,由网侧电流控制、电池电流控制和电容电压控制组成。

2.1 网侧电流控制

网侧电流控制框图见附录A 图A5。图中:id、iq、Vd和Vq分别为三相电压和电流在dq坐标系下的形式。变换器的相电压指令v*a、v*b和v*c由dq轴 电 流解耦前馈控制决定。

2.2 电池电流控制

电池电流通过QFBSM 的S1/S2桥臂控制。S1/S2桥臂在电池投入运行时用作双向DC/DC 变换器,因此电池电流可以平滑控制,无须承受工频和二倍频脉动。电池电流的控制框图见附录A 图A6（a）。电池电流参考值和实际值的差经过PI 控制器,输出S1/S2的调制信号。从电池电流控制环获得的电压指令为:

式中:Kp1、KI1分别为PI 控制器的比例系数和积分系数；I*bat为电池电流参考值。

2.3 电容电压控制

3 电路参数设计

考虑到电池的安全稳定运行,提出的类全桥储能子模块拓扑结构中子模块电容和与电池串联的电感参数设置非常重要。电容容值由电容电压纹波确定,与电池串联的电感感值Lbat由电池电流纹波确定。下面将详细推导QFBSM 电容容值CF、HBSM电容容值CH和电感感值Lbat。

对于QFBSM,假设桥臂环流得到较好抑制,则由式（1）、式（6）、式（7）可知,其电容电流icF为:

式中:k1和k2分别为电容的工频电压纹波率和二倍频电压纹波率。

根据要求的电容电压纹波率即可确定CF和CH。当储能功率较小时两者差距不大,可统一设计。

电池电流正方向如图1 所示。在一个开关周期Ts内,当S1导通时,电感两端的电压为QFBSM 电容电压VcF与电池电压Vbat之差。S1导通的时间ton为D1Ts,其中D1是S1的占空比,等于Vbat与VcF之比。因此,电感电流纹波为:

4 拓扑效率及成本评估

表2 列出了各种MMC 子模块拓扑的开关器件数量、输出电平、直流故障阻断能力和储能功能,各子模块拓扑图详见附录A 图A7。单级式HBSM 不适用于高压、大功率场合。两级式HBSM 不能输出负电平,因此不具备直流故障穿越能力。本文对能实现相同功能的两级式全桥子模块和QFBSM 进行效率和成本评估。

表2 MMC 子模块拓扑之间的比较Table 2 Comparison of MMC submodule topologies

在电路参数设置上,选取浙江舟山柔性直流工程参数［22］,直流侧电压为400 kV,交流侧电压为220 kV,传输功率为400 MW,每个桥臂子模块数量N为250,电容电压平均值为1 600 V。

在器件选型上,选择3 300 V/1 500 A 绝缘栅双极型晶体管（IGBT）模块（FZ1500R33HL3）,晶闸管选择2 400 V/460 A 晶闸管（T460N）。通过线性拟合得到IGBT 和二极管在结温Tvj=125 ℃下的导通压降为:

式中:Eon为IGBT 从关断到导通所消耗的能量；Eoff为IGBT 从导通到关断所消耗的能量；Erec为二极管反向恢复所消耗的能量。测试电压Vref=1 800 V。

通过线性拟合得到晶闸管在结温Tvj=125 ℃下的导通压降为:

先计算QFBSM 的导通损耗。如图4 所示,流经S1/S2的电流记作i1,假设桥臂环流得到较好抑制,以a 相上桥臂为例,则根据式（1）有:

当S1导通且i1为负时电流流经S1的IGBT（记作T1）,当S1导通且i1为正时电流流经S1的二极管（记作D1）。因此,T1和D1的通态损耗分别为:

式中:fsw为开关管的开关频率。根据新型排序均压算法［25］,MMC 里IGBT 开关频率可做到约200 Hz。

同理可得QFBSM 其他开关管的损耗以及HBSM、两级式全桥子模块的损耗分布情况,如附录A 图A8 所示。从图中可见,HBSM 开关器件数量最少,通态损耗和开关损耗也最低,仅作为对照。QFBSM 的通态损耗低于两级式全桥子模块,但是开关损耗高于两级式全桥子模块。这是因为两级式全桥子模块的中间桥臂不需要高频动作,仅需保持下管常通即可,电池电流流经的开关应力比QFBSM 的S1/S2应力低。综合来看,QFBSM 的损耗略低于两级式全桥子模块,两者几乎相等。与HBSM 进行1∶1 混合,能进一步降低损耗和成本。

在仅考虑开关器件成本的前提下,对类全桥混合子模块和两级式全桥混合子模块的成本进行评估,结果如表3 所示。因为两级式全桥子模块中电池电流流经的开关电流应力比较低,所以选择了3.3 kV/450 A 的IGBT 模块（FF450R33T3E3）。从表3 数据可计算得到,类全桥混合子模块节省的成本约为［1-（10.57 万元/12.68 万元）］×100%≈16.6%。

表3 成本评估Table 3 Cost evaluation

5 仿真验证

为了验证本文提出的混合型MMC 的控制策略,在MATLAB/Simulink 平台搭建仿真模型进行验证,仿真参数参考舟山柔性直流输电工程［22］,仿真电路如图1（b）所示,额定功率为400 MW,交流电压为220 kV,桥臂电感Larm=90 mH。每个桥臂的子模块个数N=250,其中NF=NH=125。子模块电容平均电压为1 600 V,容值为12 mF。电池平均电压为160 V,平均电流为167 A。根据电感电流纹波率εi=40%确定电感参数Lbat=10 mH,开关频率取200 Hz。

根据功率传输方向,可将储能型MMC 的运行工况分成如下6 种:

工况1:整流,电池不充不放；

工况2:整流,电池放电；

工况3:整流,电池充电；

工况4:逆变,电池不充不放；

工况5:逆变,电池放电；

工况6:逆变,电池充电。

先对储能型MMC 在整流工况下的充放电状态即工况1 至3 进行仿真。交流侧相电压波形见附录A图A9（a）,线电压有效值为220 kV。交流侧相电流波形见图A9（b）,功率因数为1。当t为0～0.2 s时,电池放电；当t为0.2～0.4 s 时,电池不工作；当t为0.4～0.6 s时,电池充电。交流侧功率恒定为400 MW。

电池电流波形见附录A 图A10（a）。当t为0～0.2 s 时,电池以20 MW 的总功率进行放电,占整个换流器功率的5%；当t为0.2～0.4 s 时,电池电流指令为0,通过QFBSM 的S1/S2桥臂将电感电流控制到0 后可用晶闸管断开；当t为0.4～0.6 s 时,电池以20 MW 的总功率进行充电。直流侧功率和交流侧功率波形见图A10（b）。当换流器工作在整流、电池放电工况,直流侧功率大于交流侧功率；当换流器工作在整流、电池充电工况,直流侧功率小于交流侧功率。附录A 图A10 说明MMC 可在不同工况间平滑切换。

三相上桥臂电压波形见附录A 图A11（a）,a 相上桥臂HBSM 和QFBSM 的电容电压如图A11（b）所示。可以看到,通过采取本文提出的调制和控制策略,电容电压的平均值在整个电池充放电过程中都可保持在Vdc/N=1 600 V。上、下桥臂电流及其算术平均值见图A11（c）,可以看到二次环流得到了较好的抑制。

对储能型MMC 在逆变工况下的充放电状态进行仿真,结果如附录A 图A12 所示。该场景保持了直流侧功率不变,可模拟通过储能增加或减小交流侧的功率,达到提供惯量支撑的效果。网侧相电流波形见图A12（a）,随着电池充放电状态的变化,网侧相电流增大。电池电流波形见图A12（b）。当t为0～0.2 s 时,电池以20 MW 的总功率进行充电,占整个换流器功率的5%；当t为0.2～0.4 s 时,电池电流指令为0,通过QFBSM 的S1/S2桥臂将电感电流控制到0 后可用隔离开关断开；当t为0.4～0.6 s 时,电池以20 MW 的总功率进行放电。直流侧功率和交流侧功率波形见图A12（c）。当换流器工作在逆变、电池放电工况,直流侧功率小于交流侧功率；当换流器工作在逆变、电池充电工况,直流侧功率大于交流侧功率。

当直流侧短路故障发生时,故障阻断过程如图5 所示。当t为0～0.2 s 时,换流器工作在整流、电池放电状态。假设在t=0.2 s 时刻发生直流侧短路故障,直流侧电压瞬间跌落至0,如图5（a）所示。故障起始阶段,交流侧电流产生明显畸变,如图5（b）所示。直流侧电流迅速上升,如图5（c）所示。桥臂电流如图5（d）所示。由于电池电流受DC/DC 变换器控制,在故障起始阶段电池未受到明显影响,如图5（e）所示。假设在1 ms 后,控制系统检测到发生故障并将换流器闭锁,直流故障电流被限制到0。子模块电容电压波形如图5（f）所示。在t=0.4 s 时刻,直流侧故障被清除,换流器可从短路故障中恢复。

图5 直流侧短路工况下的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms under DC-side short-circuit condition

以上仿真结果验证了本文提出的基于QFBSM拓扑结构的MMC 的可行性和调制及控制策略的有效性。在稳态下,所提储能型MMC 可运行在整流或逆变工况,在整流或逆变工况下电池均可进行充放电。在直流侧发生短路故障时,所提储能型MMC 可以有效抑制短路电流,隔离直流故障。

6 实验验证

实验室搭建了一个缩小规模的样机,电池使用12 V/ 20 Ah 的铅酸电池,如附录A 图A13（a）所示。实验样机的额定功率是3 kW,包含24 个子模块。每个子模块都按全桥设计,包含4 个IGBT。每个子模块用10 个额定200 V/330 μF 的电容并联组成3.3 mF 的子模块电容。混合型MMC 用3 块DSP 控制,型号为TMS320F28377D。DSP 之间通过串行通信接口（SCI）通信,采用一主机两从机的通信框架。主控制板传递调制信号给两个从机,接收从机采集的子模块电容电压信号。附录A 图A13（b）为控制板的细节展示。控制板包含采样电路、辅助电源、DSP 和PWM 输出端子等。

实验采用的三相混合型MMC 电路如图1（b）所示,额定功率P=3 kW,直流电压Vdc=480 V,交流侧线电压有效值Vac=240 V,子模块电容平均电压Vc=120 V,容值C=3.3 mF。每个桥臂的子模块数量N=4,其中NF=NH=2。电池平均电压Vbat=12 V,平均电流Vbat=2 A。由于实验样机模块数较少,开关频率取5 000 Hz。

交流侧相电压的实验波形见附录A 图A14（a）,其中交流侧线电压有效值为240 V,因此相电压的有效值为139 V,幅值为196 V。在前文所述调制和控制策略下,换流器能够稳定运行,三相电流实验波形见图A14（b）所示。图A14（c）是同一桥臂内所有子模块的电容电压实验结果。为了展示细节,示波器显示设置成5 V/格,偏置120 V。从图中可以看到,电容电压在每个工频周期即20 ms 内达到平衡。

QFBSM 电容电压、电池电流、桥臂电流及桥臂电压的实验结果见附录A 图A15（a）。由于实验中每个桥臂仅4 个子模块,数量较少,采用载波移相调制,桥臂电压呈现5 电平的阶梯电压波形。图A15（b）为直流母线电压、电流和电池电压、电流,直流侧用480 V 的电压源作为输入。电容电压为12 V,是子模块电容电压的10%,与前文的分析保持一致。

图6 所示为短路实验波形,短路后直流母线电压跌至0,MMC 闭锁开关器件。故障清除过程中,理论上直流线路中储存的能量会转移到子模块电容中,带来电容电压的上升,但由于实验样机中直流侧线路较短,电容电压上升不明显。从图6 中可以看到,所提储能型MMC 在直流侧短路时可以有效抑制直流母线短路电流。图6 中电流尖峰是由于采样延时导致,在可接受范围内。该实验结果证明了本文提出的储能型MMC 具备直流故障阻断能力。

图6 直流母线短路实验波形Fig.6 Experimental waveforms of DC-bus short-circuit fault

以上实验结果进一步验证了本文提出的基于QFBSM 拓扑结构的MMC 的可行性和调制及控制策略的有效性。

7 结语

为了解决新能源发电系统低惯量、MMC 无法限制直流侧短路电流的问题,面向大规模、远距离风电场经MMC-HVDC 并网应用,提出了一种兼具储能功能和直流侧短路故障阻断能力的MMC 拓扑及其调制、控制策略,有效地实现了电池电流的平滑控制和电容电压的稳定控制；通过损耗分布和成本对比,论证了在仅考虑开关器件成本的前提下,本文所提QFBSM 的成本比现有的两级式全桥子模块技术架构节省成本约16.6%；构建了仿真模型和全数字化小比例实验平台,仿真和实验验证了所提拓扑的可行性和调制、控制策略的有效性。

值得注意的是,在MMC 子模块中加入储能电池势必会增大子模块尺寸、重量和绝缘难度,基于储能型MMC 的柔性直流输电方案在功率密度提升、绝缘设计、成本和可靠性评估等方面仍需进行大量研究以满足工程需求。

附录见本刊网络版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），扫英文摘要后二维码可以阅读网络全文。