模分复用光传输技术研究

高 艳，李严蕾，邢化东，黎 昕，郑宏军，白成林，胡卫生， 许恒迎，尹莹欣，董秋焕

(1.聊城大学 物理科学与信息工程学院、山东省光通信科学与技术重点实验室，山东 聊城 252059； 2.上海交通大学 电子信息与电气工程学院，上海 200240)

0 引言

近年来，互联网以及互联网设备对于网络容量的需求出现指数式的增长；预期到2023年，互联网用户总数将从2018年的39亿增至53亿，互联网用户数的年复合增长率高达6%[1]。在全球范围内，互联网设备和连接10%的复合年增长率超过了人口1.0%的复合年增长率和互联网用户6%的复合年增长率，这一趋势正在加速每个家庭和人均连接设备平均数量的增长[1]。预期到2023年连接到IP网络的设备数量将是全球人口的三倍以上，人均联网设备将达到3.6个。可以预见，近期网络通信业务需求将海量增长。

时分复用、波分复用(Wavelength Division Multiplexing，WDM)、偏振复用(Polarization Division Multiplexing, PDM)、正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)和空分复用技术的出现推动光网络的传输容量不断发展；作为空分复用之一的模分复用(Mode Division Multiplexing，MDM)是突破通信挑战的最佳物理维度之一[2-7]。MDM通常利用光纤每个模式间的正交性，将每个模式作为独立的信道，形成多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)信道，提高系统传输容量；MDM突破了单模光纤(Single Mode Fiber，SMF)通信容限趋近香农极限的限制，得到了通信业界的密切关注[3-7]；其研究主要集中在基于少模光纤(Few Mode Fiber，FMF)[8-11]、模式复用器(Multiplexer, MUX)和解复用器(De Multiplexer，DEMUX)[12-14]、少模掺铒光纤放大器(Few-Mode Erbium Doped Fiber Amplifier，FM-EDFA)[15-19]、FMF传输系统[5-7,20-22]的研究。目前，MDM研究由美国、日本和部分欧洲国家主导[5-7]。在中国，2014年国家科技部资助了天津大学牵头的“多维复用光纤通信基础研究”973基础研究项目，并滚动支持[6，7]。天津大学、清华大学、北京大学、北京邮电大学、中国科学院半导体研究所、武汉邮电科学研究院、华中科技大学、北京交通大学等研究院所先后加入MDM技术领域的研究工作；总之，MDM技术领域处于基础研究阶段，是新一代通信系统的研究热点。

本文分类讨论MDM光传输中的经典工作及最新研究进展工作，涉及准单模FMF传输、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF传输、基于全光纤模式MUX和DEMUX的FMF传输等。分析讨论了准单模FMF传输、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF传输、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF控制环传输、基于平面光转换模式MUX和DEMUX的FMF传输、基于3D波导模式MUX和DEMUX的FMF传输、基于全光纤模式MUX和DEMUX的FMF传输等；最后，给出了本课题组近期合作研究工作中的准单模少模光纤长跨距传输、单通道信号少模光纤传输研究、多通道波分复用信号少模光纤传输研究。今后的较长一段时间，针对不同应用场景的FMF、模式MUX和DEMUX, MDM光传输研究仍然是通信领域需要继续探索的研究热点，将为未来光纤骨干网传输、光纤前传等MDM系统的实用化、商业化提供有效支持。

1 准单模少模光纤传输

基于FMF的MDM是一种解决未来光通信系统容量危机的有效办法。FMF相对于SMF具有更大的纤芯直径，可增大有效面积降低非线性效应。但随着模式数目的增加，MIMO数字信号处理(Digital Signal Processing，DSP)技术复杂度、计算量、功耗、单位成本等迅速增加，使得基于FMF的MDM传输系统的推广和实用化遇到困难[7]。

针对这一情况，文献[23-26]提出了准单模传输系统解决方案，采用FMF代替SMF进行准单模传输，而保持其他的单模器件不变，使得光纤具有更大的有效面积和更高的非线性容限；这样，可先部署FMF推广应用准单模传输，待日后适当的时候再进行少模MDM扩容[27]。2010年，文献[23]采用112 Gbps、PDM-正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)调制格式，50 GHz间隔、10个信道WDM，实现了FMF控制环准单模传输，传输5032 km仍有较好的Q因子值；FMF控制环准单模传输3100 km特性优于SMF控制环传输3040 km情况。2015年，文献[24]采用32 GBaud、PDM-16 QAM格式，33 GHz间隔、111个信道WDM，在单跨距101.6 km(51.3 km FMF和50.3 km SMF)的少模和单模混合光纤基础上，实现了6600 km光纤控制环的准单模传输，达到6.5 b/s/Hz的频谱效率记录，Q因子值优于25%开销的前向纠错(Forward Error Correction，FEC)阈值4.35 dB。2017年，文献[25]提出了一种基于准单模工作的FMF的拉曼分布式温度传感系统，准单模操作的FMF允许在激发受激拉曼散射前提供更大的输入泵浦功率，并缓解传统基于多模光纤的拉曼分布式温度传感系统中存在的差分模式群时延(Differential Mode Group Delay，DMGD)，提高了后向散射反斯托克斯自发拉曼散射的信噪比，扩展了传感距离。

准单模传输系统可将FMF作为大有效面积的SMF使用，不使用模式复用从而避免光纤中的模式耦合串扰，保持其他的光通信器件都为单模器件，充分发挥了FMF大模场面积特性以及较高的非线性容限的优势，可有效降低非线性损伤对传输信号的影响，进一步提升系统的传输性能和容量。此外，在适当的时候采用MDM，准单模传输系统可进行模式数目倍数的传输容量升级，是一种极具实用性、可行性的系统方案。因此，本课题组对基于FMF的准单模模拟传输进行了合作研究，将在后续讨论[20,22]；下面将介绍相对经典的准单模FMF传输的具体研究情况[23,26]。

1.1 准单模少模光纤单跨距传输

文献[26]采用FMF实现了FMF准单模单跨距传输。利用1550 nm处大模场面积的SMF，在1550 nm处的光纤模场直径为11 μm，光纤的截止波长接近1.5 μm，在1310 nm处为双模。在FMF准单模单跨距传输中，此光纤波长为1310 nm，长度35 km，损耗系数为0.2 dB/km。

首先，通过直接成像高阶模(如果存在)来确定10 m的FMF光纤确实支持1310 nm的几个模式。使用1304 nm的连续波激光作为光源，偏振控制器之后，使用自由空间对接耦合将光从SMF射入FMF，未使用熔接耦合是因为即使错位熔接，激发光仍主要处于基模。通过自由空间耦合，SMF从FMF的中心偏移几微米，高阶模得到了有效激发。在FMF的输入端，插入了包层模式剥离器，以确保不激发包层模式。调整二极管激光器后面的偏振控制器，以使基模完全被偏振器阻挡。实验清晰观察到了LP11模式的独特的两瓣强度分布，从而确认了光纤的多模特性。调整输入偏振和发射偏移，有可能获得LP11模式的偶数和奇数模式，但是没有观察到更高阶的模式。

为了验证该FMF可以用于光传输，将35 km的光纤在两端均熔接为SMF。使用标准的Fujikura 30S熔接机进行熔接。使用默认的SMF到SMF熔接模式。首先检查光纤的插入损耗，通过这种设置，可以轻松激发FMF的基模。如果在发射点还激发了LP11模式，或者沿光纤存在模式耦合，则应该在输出接头处将LP11模式大部分滤除，从而导致过多的损耗。熔接光纤后，插入损耗经测量为11.9 dB，其中包括连接器损耗，从单模跳线到单模尾纤的熔接损耗，最后是SMF尾纤与FMF之间的熔接损耗。在1310 nm处，SMF的损耗通常在0.33～0.35 dB/km之间，导致35 km后的总损耗在11.55～12.25 dB之间。因此可以得出结论，FMF光纤没有过度损耗。没有过度损耗对于确认没有模式耦合至关重要，因为在存在模式耦合的情况下，几乎不可能避免过度损耗。

无模式耦合的最终确认来自于无模式色散，换句话说，在通过光纤传播后没有模式色散损伤。图1[26]为通过35 km的FMF传输单信道6 Gbps、二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying, BPSK)数据的实验装置，用来验证这一点，其中尾纤FMF的一端连接到单信道发射机，另一端连接到相干接收机。发射的数据是1307 nm处的单信道BPSK调制。调制速率为6 Gbps，伪随机位模式的长度为223-1位。

图2(a)和(b)[26]分别显示了从背靠背以及经过35 km的FMF后获得的眼图。传输后，Q因子值几乎保持相同，约为18.6 dB，这证明没有观察到模式色散，加上没有过多的损耗，该结果证明了在传输期间没有发生模式耦合，是准单模传输。在图2[26]中，在应用匹配的放大自发辐射滤波器之前绘制了眼图，从而可以直接看到波形和该波形遭受的任何损伤。

注：Transmitter：发射机；Receiver: 接收机；Splice：熔接。图1 通过35 km的FMF传输单信道6 Gbps、BPSK数据的实验装置[26]

图2 (a) Q=18.4 dB的背靠背眼图；(b) Q=18.6 dB，经35 km光纤传输后的眼图[26]

1.2 准单模少模光纤控制环传输

1.2.1 基于半导体光放大器的准单模FMF控制环传输。文献[26]验证了基于半导体光放大器(Semiconductor Optical Amplifier, SOA)的准单模FMF控制环长距离传输。图3[26]为基于SOA的准单模FMF控制环传输设置。发射机包括三个WDM-BPSK信道，中心波长为1307 nm，比特率为6 Gbps，信道间隔为25 GHz。所有信道都携带相同的长度为223-1的伪随机码序列，但是中心信道比其余信道延迟了几个位周期。在将所有WDM信道定位于相同的偏振和相同的平均功率之后，将它们组合并由SOA放大，然后将它们发射到光纤控制环路中。

注：SOA：半导体光放大器，PC：偏振控制器，AOM：声光调制器,Diode Laser:二极管激光器，Pattern Generator：模式发生器, VOA：可调光衰减器，PD：光电二极管；35 km的FMF在两端均连接到SMF，并且是设置中唯一的多模元件。图3 在FMF中进行WDM传输的实验装置[26]

环路主要由35 km的FMF、SMF尾纤、10 nm宽的带通滤波器和偏振控制器、SOA组成，用SOA来平衡环路损耗。环路切换是通过插入损耗为3 dB的声光调制器来实现，FMF输入的总功率为-3 dBm，包括光纤在内的总环路损耗约为22 dB。信号循环结束后，信号与本地振荡器在90度混合器进行信号混合，该振荡器被调谐到中心信道波长。两个正交信号由快速光电检测器检测。光电探测器的输出由线性放大器放大，并使用具有12 GHz模拟带宽的实时示波器以40 Gsa/s的速率采样。记录的数据被传输到计算机进行处理。数字处理包括色散补偿、相位估计和线性匹配滤波，以减少放大自发辐射噪声，不使用或不需要信号处理来消除模式色散。

图4(a)和(b)[26]显示了在传播30个环路(对应于1050 km的总长度)之前和之后中央信道的眼图。1050 km之后，Q因子值从其21 dB的背靠背值下降到16 dB。由于眼图是在匹配的放大自发辐射滤波器之后绘制的，因此与图2[26]中所示的单跨度后的眼图相比，Q因子值更大并且眼图看起来也有所不同。

Q因子值的下降主要是由于高环路损耗和缺乏合适的放大自发辐射滤波器而导致的附加放大自发辐射噪声；光信噪比(Optical Signal to Noise Ratio, OSNR)受SOA非线性的限制，由于SOA非线性支配着光纤非线性，因此无法直接测量非线性的改善。在接收的光场或接收的光谱中均未观察到模式色散。低比特率能够克服放大自发辐射噪声，并在1000 km之后表现出清晰的眼图状态，从而可以清楚地看到是否由模式色散引起的任何损伤。

图4 (a) Q=21.6 dB的背靠背眼图；(b) Q=15.8 dB 经1050 km光纤传输后的眼图[26]

研究结果表明，FMF可以用于长距离准单模传输，不会出现模式色散或插入损耗代价。特别是在35 km的FMF中以及在循环环路中传输1050 km后，均未观察到模式耦合。应该注意的是，35 km的FMF长度比光纤的非线性长度长得多。由于有效面积大，使用FMF的传输系统的非线性容限有望提高。

1.2.2 基于EDFA的准单模FMF控制环传输。文献[23]提出了一种基于掺铒光纤放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier，EDFA)的准单模FMF控制环传输，采用112 Gbps、PDM-QPSK调制格式，50 GHz间隔、10个信道WDM，实现了FMF控制环准单模传输，首次采用FMF 准单模传输5032 km仍有较好的Q因子值；FMF控制环准单模传输3100 km特性优于SMF控制环传输3040 km情况。将SMF尾纤直接熔接到FMF，在整个光纤传输过程中都不会经历模式耦合。实验结果证明，FMF具有较大的纤芯尺寸，可减少信号遭受的非线性损伤，具有显着的优势。有效面积为130 μm2的FMF具有比SMF高2 dB的最佳发射功率，导致准单模信号传输3000 km之后，Q因子提高了1.1 dB。

注：DFB：分布式反馈激光器；PMC：偏振保持耦合器；PBC：偏振光束合成器；IL：交织器；SW：光开关；FMF：少模光纤；WSS：波长选择开关；PMEDFA：偏振保持掺光纤放大器；LO ：本地振荡器；PD：光电二极管。图5 10×112 Gb/s PDM-QPSK-WDM传输实验的设置[23]

图5[23]显示了10×112 Gbps、PDM-QPSK-WDM FMF准单模传输实验的设置。采用PDM-QPSK调制格式、28 Gbaud，10个波长的WDM信道；每个波长的总比特率是112 Gbps。在发射器中，将信道间隔为50 GHz的10个分布式反馈激光器分成5个偶数和奇数信道。偶数和奇数信道使用同相(In-phase，I)正交(Quadrature，Q)调制器分别以28 Gbaud的频率进行调制。通过将同一信号分成两个正交的偏振，延迟一个臂并将它们重新组合，对偶数和奇数信道进行PDM。I和Q信道中的数据和两个偏振是通过延迟相同的数据模式获得，每个支路携带28 Gbaud、长度为211-1的伪随机二进制序列(Pseudo-Random Binary Sequence，PRBS)数据。奇偶信道在发射机输出端与50 GHz梳状滤波器结合。

该环路由两个跨度的FMF组成，总长度分别为76 km(39 km和37 km的FMF直接熔接)和72 km(50 km和22 km的FMF熔接)。FMF均缠绕在直径为25 cm的光纤盘上。光纤的损耗系数、色散和有效面积分别为0.2 dB/km、20 ps/km/nm和130 μm2。使用标准模式下的熔接机，将跨度的每一端直接熔接至SMF，该熔接机用于熔接SMF。使用双向光时域反射仪测量接头损耗，发现每个接头约为0.2 dB。在两端跨接两个跨度后，测量76 km跨度和72 km跨度的损耗分别为15.7 dB和15 dB，其中包括接头损耗和连接器损耗。因此，模式耦合可能导致的任何额外损耗均微不足道。而且，测得的光纤损耗随时间稳定，并且未观察到输出功率的波动。两个单级单模掺铒光纤放大器(Single-Mode Erbium Doped Fiber Amplifier，SM-EDFA)用于补偿跨度损耗，另一个EDFA用于补偿环路控制损耗。波长选择开关插入环路中，以均衡EDFA增益，并消除WDM信道外部的放大自发辐射噪声。

相干偏振分集接收机用于接收信号。将要接收的信号信道由第二波长选择开关滤波，并在偏振分集平衡混合器中与本地振荡器混合。平衡光电二极管的输出由实时示波器收集，该示波器具有40 GHz/s的16 GHz模拟带宽。对接收到的数据进行离线处理以估计接收信号的Q因子值。离线处理包括数字色散补偿、频率偏移估计、相位噪声估计和基于恒定模量算法的15抽头时域均衡，该模块自适应地消除偏振旋转，补偿偏振模色散和任何残留色散。在后期处理中，未尝试补偿或减轻DMGD可能导致的任何损伤。

图6[23]显示了在平均超过400万个接收比特后，在经过34次环路对应于5032 km之后测得的偶数信道的Q因子值。两种偏振的所有信道的Q因子值均保持在10 dB以上。插图中还显示了从5万个符号中获得的两点的星座图。显然，在 DMGD的情况下，不可能以28 Gbaud速率传输5000 km，因此可以得出结论，FMF中不存在模式耦合。

注：X偏振(星形)；Y偏振(圆形)。图6 5032 km传输后的5个偶数 信道的Q因子值 [23]

图7 对于FMF(星形)，在3100 km(21个环)之后，对于SMF(圆圈)， 在3040 km(19个环)之后，中心信道的Q因子与每个 信道的发射功率的关系；插图为每种情况下 在最佳功率下X偏振的星座图[23]

在单模操作中使用FMF而不是SMF的主要优点是FMF可以具有更大的纤芯。FMF不仅会因较大的有效面积而引起较小的非线性损伤，而且不会因 DMGD引起其他损伤。为了验证这一点，通过将两个FMF跨距分别替换为长度为80 km的SMF跨距来重复进行传输实验。光纤的损耗系数、色散参数和有效面积分别为0.2 dB/km、17 ps/(km·nm)和80 μm2。为了比较两种情况的非线性性能，对于FMF(21个循环)对应传输3100 km，对于SMF(19个循环)对应传输3040 km，将接收到的Q因子值绘制为发射功率的函数。在3000 km处进行比较，即使使用SMF，Q因子值仍保持在10 dB以上。结果显示在图7[23]中，其中红线和蓝线显示的是SMF和FMF传输的中心信道中两个偏振态Q因子值的平均值。在低功率情况下，两种情况都受到OSNR的限制，并且性能相似，因为两种情况的环路损耗均相似。随着发射功率的增加，非线性损伤成为信号性能恶化的主要来源。与SMF相比，FMF的有效面积大1.6倍，FMF的最佳工作功率大约大1.6倍。导致FMF传输到该距离处可获得的最大Q因子值要大1.1 dB。

综上所述，准单模少模光纤传输可充分发挥FMF大模场面积特性以及较高的非线性容限的优势，有效降低非线性损伤对传输信号的影响，进一步提升系统的传输性能。然而，准单模少模光纤传输毕竟是一种过渡方案，对准单模传输系统扩容为MDM传输系统是最有效方案。

2 基于分立的复用器和解复用器的少模光纤传输

2.1 基于少模掺铒光纤放大器与分立复用解复用器的少模光纤单跨距传输

MDM作为克服容量紧张的最有前途的技术日益突出，FM-EDFA的研制有利于控制各模式功耗[28]。文献[16]提出了支持6种空间模式的包层泵浦FM-EDFA，采用基于相位板的分立模式MUX/DEMUX来实现FM-EDFA性能。在1534～1565 nm之间测得平均模式增益>20 dB，各模式组间的差模增益为-3 dB，噪声系数为6～7 dB。文献[15, 28]对基于FMF的EDFA进行了研究，其中，文献[28]利用15 m的少模掺铒光纤和基于相位板的分立模式MUX/DEMUX研制了一个FM-EDFA，在50 km的FMF上实现了MDM-WDM传输，采用FM-EDFA来提高了输出信号的功率。FMF纤芯为渐变折射率FMF，可实现大有效面积、低模式相关增益、LP01和LP11模式之间的低耦合。

图8[28]为WDM-MDM传输的实验装置。在发射端，将88台激光器(87个分布式反馈激光器和一个用于测量信道的外腔激光器)分为奇数组和偶数组。每个组分别使用28 Gbaud QPSK进行调制，其中，I和Q驱动电压由长度为231-1的PRBS生成。通过分开调制器输出，将一个路径延迟405个符号(14.46 ns)，然后将其旋转为正交偏振，再进行偏振重组，来生成PDM信号；奇数和偶数信道使用光学交织器合并。单模发射机输出端的信号频谱如图8中的插图所示。在模式复用电路中，信号被分成三个支路。在解相关延迟和放大之后，SMF终止于焦距为11 mm的光束准直器。在自由空间中传播的光束具有约2 mm的1/e半径。对于LP11o和LP11e支路，在1550 nm处具有0和π弧度的相对路径延迟的双分区的相位板用于空间调制信号。

注：DFB：分布式反馈激光器；PMC：偏振保持耦合器；PBC：偏振光束合成器；IL：交织器；SW：光开关；FMF：少模光纤；WSS：波长选择开关；PMEDFA：偏振保持掺光纤放大器；LO ：本地振荡器；PD：光电二极管。图8 实验装置[28]

在接收端，分立模式DEMUX是发射端分立模式MUX的镜像：将FMF终止于11 mm 的光束准直器，并使用无源分束器将信号分成三个支路。在LP11o和LP11e支路中，使用相位板对信号进行空间解调，然后使用11 mm的光束准直器将所有三个支路耦合回SMF，这些信号被放大，然后通过波长选择开关进行滤波。通过使用三个偏振-相位分集混合器和十二个光电检测器，将信号与普通的本振激光混合，将感兴趣的信道下变频为电基带，从而恢复了六个空间偏振模式I和Q分量。使用三个四信道采样示波器以40 GSa/s和16 GHz采样率和电气带宽对信号进行采样。采用6×6时域MIMO均衡器对数据进行恢复。

图9 传输后所有WDM信道的测量BER。插图：最佳和最差节点的星座图[28]

图9显示了在-0.5 dBm/λ的最佳发射功率下所有信道的传输后的误码率(Bit Error Rate，BER)。结果表明，对于7%的硬判决前向纠错(Hard-Decision Forward Error Correction, HD-FEC)码，所有WDM信道的BER均低于3.8×10-3的阈值。由于FM-EDFA的增益与波长特性，短波长(右侧)的BER稍高。最佳(第48信道)和最差(第88信道)频道的星座图如插图所示。

2.2 基于分立复用器和解复用器的少模光纤双跨距传输

文献[29]演示了一个73.7 Tb/s(96×3×256 Gb/s)的双偏振16 QAM模式分复用信号在119 km(84 km+35 km)FMF双跨距传输线路上的传输，其中在传输84 km以后有一个中跨的FM-EDFA。将WDM信道的数量提升到96个，并将调制格式提升到双偏振16 QAM采用数据辅助6×6 MIMO-DSP对信号进行解调。FEC开销和额外开销(以太网训练序列)分别占了20%和7.5%，转换后为57.6 Tb/s的净数据速率和12 bit/s/Hz的光谱效率。

注：AWGs：阵列波导光栅；DACs：数字模拟转换器；POLMUX：偏振复用器；WSS：波长选择开关；PLL：数字锁相环。图10 实验装置[29]

图11 96个WDM信道119 km传输；DEMUX接收光谱；BER[29]

图10是实验装置[29]。图(a)数字模拟转换器产生的4电平脉冲幅度调制(4-PAM，4-Pulse Amplitude Modulation)；图(b)背靠背单模配置下256 Gb/s双偏振16 QAM的星座图；图(c)发射端频谱(96个信道)。在发送端，产生96个信道，每个信道携带一个256 Gb/s、双偏振16 QAM调制信号。这96个信道由48个偶数信道和48个奇数信道组成，丢弃其中一个信道，插入一个被测信道。偶数信道和奇数信道分别通过应用阵列波导光栅的48台外腔激光器产生，48台外腔激光器运行在50 GHz扩展C波段(191.35 THz～196.1 THz)国际电信联盟(International Telecommunications Union，ITU)网格上。随后，每个含有48波长的信号被IQ调制器产生的128 Gb/s 16 QAM调制。调制器由4-PAM信号驱动(图10(a)[29])，该信号由用于I和Q端口的单独数字模拟转换器产生。这些4-PAM信号是通过将两个PRBS13序列相加在数字域中产生，移动383个符号进行去相关。输入I和Q的4-PAMs相对移动了767个符号。数字模拟转换器的输出在输入IQ调制器之前被电放大，输出摆幅被设置好，运行在一个无预校正的线性范围内。对256 Gb/s、双偏振16 QAM信号进行调制后，用偏振复用器(Polarization-Multiplexing, POLMUX)对IQ调制器的输出信号进行复用。这是通过将信号分成两支同等功率的支路来实现的，每支支路延迟约200个符号，然后使用偏振合束器将它们再次组合。除了只调制一个激光器和使用不同的序列和延迟外，被测信道的产生方式与偶数和奇数信道相同。使用伪随机比特序列的PRBS 15序列生成4-PAM信号，移位8191个符号。输入I和Q的4-PAM信号移位16383个符号。在被测信道的阶段中，一个支路相对于另一个支路被延迟357个符号；最后，三种方案都是使用波长选择开关进行WDM，并进行均衡。

图11[29]为96个3×256 Gb/s、双偏振16 QAM调制信道在119 km FMF上的传输结果以及传输后接收的频谱、BER，下图是传输后的星座。所有的WDM信道在每个单独模式下都能很好地低于FEC门限。在整个发射频率范围内，接收到的频谱相对平坦。

2.3 基于分立复用器和解复用器的少模光纤控制环传输

文献[30]提出了基于SM-EDFA、分立MUX和DEMUX的FMF控制环传输。用低损耗三点分立模式耦合器，实验展示了基于70 km跨距超过700 km的FMF的34个WDM信道(间隔为50 GHz)的空分复用传输。该传输距离记录是通过使用低损耗的点模式MUX和DMGD补偿跨段来实现的。在实验中，20 Gbaud/s的QPSK信号在3种空间模式、2种偏振态和34种波长上进行复用，在1.7 THz的带宽上获得了6.5 Tbit/s的总容量。通过MIMO-DSP在传输700 km后恢复信号并且得到了所有空分复用和WDM信道的BER小于10-2。对6×6 MIMO信道的脉冲响应和模式相关损耗(Mode Dependent Loss，MDL)进行分析，并与使用基于相位板的模式MUX获得的单信道结果进行比较，结果表明，即使在700 km传输后，整个系统的MDL也小于2.1 dB。

注：PBS：偏振分束器；BPF：带通滤波器；EDFA：掺铒光纤放大器用三角形表示；DBFs：分布反馈激光器；DN-MZM：双嵌套LiNbO3马赫-曾德调制器；PPG：可编程模式发生器；DBBs De： Bruijn比特序列；LN-SWs：LiNbO3开关；PD-CRX：偏振分集相干接收机；DSO：数字存储示波器；FFE：前馈均衡器。图12 (a)相干MIMO传输的实验装置；(b)三点模式MUX的实验装置[30]

图12(a)为相干MIMO传输的实验装置[30]。在50 GHz网格上，通过独立调制34个分布反馈激光器的奇偶波长，获得波长信道。采用两个双嵌套LiNbO3调制器在双信道可编程模式发生器的驱动下产生一个20 GBaud QPSK信号，并分别用长度为212的两个独立的De Bruijn比特序列作为QPSK信号的I和Q分量。使用线宽为100 KHz的外腔激光器作为被测信道的光源，第二个外腔激光器作为内差配置的本振信号。在PDM(其添加延迟25 ns的信号的正交偏振副本)之后，PDM-QPSK信号被分成3条路径，分别具有49和97 ns的相对延迟。三个不同延迟的信号被对应送入一个3重循环回路，分别对应FMF的三个模式。三个LINBO3开关用于控制加载和闭合环路。该环路由一对点模式MUX和3个两级EDFAs组成，其中在放大级之间插入一个多信道阻断器，以实现环路中功率的频谱均衡。利用光延迟线精确地将环路的相对长度调节到小于200 ps。

最后，用三个10: 90耦合器从环路中提取信号，经过三个EDFA和三个0.6 nm的带通滤波器后，由三个偏振不同的相干接收机检测。来自偏振不同的相干接收机的12个电信号由一个模块化数字存储示波器(LeCroy LabMaster 9zi)捕获，该示波器的工作频率为40 GS/s，带宽为20 GHz，将采集到的波形使用6×6前馈均衡器组成的MIMO-DSP算法进行离线处理，每个前馈均衡器有400个抽头。根据最小均方(Least Mean Square，LMS)算法确定前馈均衡器系数，并通过数据辅助运算获得初始收敛性。

图13 (a)在传输距离为70、140、350和700 km时，DMGD补偿FMF跨距的脉冲响应|h|2；(b)基于点的和基于相位板的 模式MUX传输实验的MDL作为距离的函数；(c)BER是所有6个空分复用和34个WDM信道传输距离的函数[30]

根据最小二乘信道估计器计算脉冲响应作为距离的函数。对于3点多路复用，所有6×6脉冲响应在性质上看起来都是相似的，图13(a)[30]中只报告了一个代表性的脉冲响应。70 km后，脉冲响应中心清晰可见由LP01和LP11模式产生的强中心双峰，周围是由光纤中发生的模式耦合产生的5 ns宽平台，以及沿DMGD补偿FMF跨距传播的不同熔接位置。对于较长的传输距离，脉冲响应变得更宽，更像高斯。特别地，在700 km之后，脉冲响应开始填满图13(a)的整个10 ns窗口，这也对应于400抽头均衡器能够补偿的最大延迟。第二个相关量是MDL，通过对估计的信道矩阵进行奇异值分解而获得。MDL被定义为最大和最小平方奇异值之间的比率。评估了点模式MUX和基于相位板的模式MUX的传输实验的MDL，结果如图13(b)[30]所示。基于点模式MUX的实验最初有0.7 dB的低MDL，证实了两个点模式MUX的良好对齐。作为距离的函数，两个实验积累的MDL量大致相同，约为0.2 dB/100 km，这表明MDL是由光纤引起的；但在基于相位板的模式MUX实验中，由于使用30 km的跨度较短，其MDL高出耦合器的两倍以上。在图13(c)[30]中，对于每个模式、波长和偏振的输入功率为-3 dBm的所有空分复用和WDM信道，显示了作为距离函数的BER。在传输700 km后，观察到的最大BER小于10-2，可以用最先进的FEC以20%的开销进行补偿。

基于分立复用器和解复用器的少模光纤传输利用模式之间空间相位分布的差异实现较低BER，进行长距离传输，通常需要多相位板，具有较大体积和插入损耗，且系统难以集成。

3 基于平面光转换器的少模光纤传输

文献[31]采用基于多平面光转换的高模式选择10模式MUX，提出了一种基于部分MIMO的弱耦合MDM传输方法，减轻高阶FMF传输的MIMO处理负担。验证了在C+L波段使用弱耦合FMF和高模式选择MUX或DEMUX可以充分抑制模式串扰(平均串扰<-17 dB)。在48 km弱耦合FMF上，仅使用2×2或 4×4部分MIMO，对双载波12 Gbaud双偏振QPSK信号进行10模复用336路WDM传输。在单芯光纤传输中实现了257 Tbp/s的光纤容量记录，总频谱效率为30.5 bit/s/Hz。

图14[31]为10模传输实验的实验装置，插图为WDM信号的测量光谱[31]。在发射机中，C波段的8个外腔激光器和L波段的8个外腔激光器产生的连续光分别与偶数和奇数信道的50 GHz频率间隔相结合。利用两信道任意波形发生器和两个IQ调制器分别对奇偶测量信道进行了独立调制，随后是C波段和L波段光放大器。IQ调制器由双载波12 Gbaud奈奎斯特形电信号驱动，该电信号由工作在60 GSample/s下的I和Q分量的任意波形发生器产生。长度为215-1的伪随机比特序列被上采样到两个样本/符号。两个载波之间的延迟被设置为大约16000个符号。对奇偶信道进行组合和PDM，相对延迟为87 ns，得到16路25 GHz间隔的12 Gbaud双偏振QPSK奈奎斯特形WDM信号。

注：IQM：IQ调制器；AWG：任意波形发生器；PME：PDM模拟器；WSS：波长选择开关；OSA：光谱分析仪；POL.OH：偏振分集光学混合；BPD：平衡光电探测器；LO：本地振荡器。图14 弱耦合10模复用WDM传输实验装置[31]

此外，构建了第三和第四波段，在C波段装载188个WDM信道，在L波段装载172个WDM信道，以保持OSNR和光纤传输中的非线性效应。共有94个C波段的激光器和86个L波段的激光器组合在一起，间距分别为50 GHz。通过在载波抑制条件下以12.5 GHz的频率独立调制它们，获得了间距为25 GHz的360信道，在C波段范围为191.4875 THz(1565.598 nm)到196.1625 THz(1528.286 nm)，在L波段范围为186.6875 THz(1605.852 nm)到190.9625 THz(1569.902 nm)。C波段和L波段的信道以与被测信道相同的方式独立地进行信号调制和PDM。在四个波段组合后，分别使用C波段和L波段波长选择开关在C+L波段上进行功率均衡，因此，获得了360信道WDM双载波奈奎斯特形双偏振QPSK信号，比特率为96 Gbit/s，包括25.5%的FEC开销。

生成的WDM信号被分成10条路径，在随后的路径之间具有200 ns的相对延迟，用于去相关，并输入继C波段和L波段放大器之后的高模式选择10模式MUX的每个端口。利用多平面光转换技术，精确地产生了LP01、LP11a、LP11b、LP21a、LP21b、LP02、LP31a、LP31b、LP12a和LP12b共10种模式，并将其激发到10模光纤中。

图15[31]中的黑线和蓝线分别为6模DEMUX在48 km传输后输出的低阶模式(LP01)和高阶模式(LP12b)的典型光谱。可以在图15中看到两个光谱之间的细微差别，这是因为在较短波长处输入的WDM信号的功率调整对于在10个模式之间均衡模式串扰有些不足。在0.1 nm分辨率下，336个WDM信道的OSNRs估计值大于20 dB。最后，测量了360个传输信道中336 WDM信道的BER。图16[31]为根据10模复用WDM信号的测量BERs计算的Q因子。得到了优于FEC阈值4.95 dB(25.5%的开销)的所有WDM或MDM支路的Q因子。在这种弱耦合传输中，虽然每个模式和每个WDM信道的OSNR足够高，但获得的Q因子基本上依赖于具有模式MUX/DEMUX对的48 km 10模式光纤中来自其他LP模式的总串扰。因此，调整每个模式的输入WDM功率后，最差的Q因子约为5 dB，但总的模式串扰约为-8 dB。此外，在C波段和L波段的较短波长处，由于较短波长处的功率调节不足，观察到10个模式之间的Q因子差异超过2 dB。

图15 48 km传输后LP01和LP12b输出的光谱(0.02 nm分辨率)[31]

图16 所有WDM/MDM支路的测量Q因子[31]

多平面光转换的高模式选择模式MUX虽然减轻了MIMO-DSP的负担，抑制了模式串扰。但要达到高精度，对光纤和MUX/DEMUX间的耦合校准具有很高要求，耦合损耗较大。

4 基于3D波导光子灯笼的少模复用及光纤传输

4.1 基于3D波导光子灯笼的少模复用及光纤单跨距传输

文献[32]在12种空间和偏振模式下，实现了41.6 Tbit/s(净数据速率16.8 Tbit/s)信号传输74.17 km。将重点放在通过正交频分复用在C波段使用超密集WDM的12个空间和偏振模式信号的传输上，可实现更低的信号处理复杂度。使用完全封装的3D波导的光子灯笼作为MUX和DEMUX，在74.17 km的FMF中，在每个空间和偏振模式上传输255个光信道。使用相干外差检测、12×12 MIMO-DSP恢复每个模式下的所有信道信号，并且BER低于FEC门限2.4×10-2，占用20%的开销。

图17[32]为实验装置，包括超密集激光梳的产生、利用3D波导光子灯笼作模式MUX和DEMUX实现六模FMF传输正交频分复用PDM信号，实现多个信道的相干外差检测接收。

光子灯笼每个端口的输入功率设置为10.83、9.87、9.82、9.82、9.02和9.53 dBm，因此每个端口在FMF处激发的六个模式的功率都等于5 dBm(±0.5 dBm)。FMF输入处的总发射功率测量为13.47 dBm，74.17 km FMF后的输出功率等于-2.82 dBm，表明总衰减为16.29 dB。在模式DMUX之后，每个端口的功率分别为-19.32、-16.39、-14.97、-14.76、-15.70和-15.97 dBm。所有六个支路首先用EDFAs放大，然后用0.4 nm光学可调谐带通滤波器滤波。

注：(a) 正交频分复用-PDM信号的被测信道；(b) 利用正交频分复用信号调制的激光梳源；(c) 完整封装的3D六模空间MUX的示意图和图像。图17 实验装置[32]

图18 所有信道的接收频谱和估计BER[32]

检测到的正交频分复用信号在离线DSP中进行处理。在基于互相关技术的时间同步之后，使用Schmidl-Cox算法估计载波频率偏移量。然后，将信号变换到频域，提取12×12 TSs，计算每个数据子载波的12×12信道矩阵。使用LMS误差法对每个副载波上的数据进行均衡。每个正交频分复用符号中的导频子载波通过公共相位误差补偿方法、准导频辅助方法和补偿残余相位噪声和幅度失真的期望最大化算法用于激光相位噪声补偿。

传输的性能如图18所示[32]。由于接收端的EDFA增益谱的波纹，接收到的光谱不再平坦，这也导致较高频率下的信噪比较低。然而，所有255个信道都被评估，并且每个信道的BER低于2.4×10-2FEC门限。每个BER值是所有六个支路的平均值，估计超过430万比特。

4.2 基于3D波导的少模复用及光纤控制环传输

文献[33]扩展了OFC2018会议文献[34, 35]两个传输实验，采用飞秒激光刻写的3D波导的模式选择MUX作为模式复用DEMUX，开展了短程光纤链路、中程光纤控制环链路上大容量少模传输实验研究；第一个实验演示了283 Tbit/s的C+L波段在单个30 km跨度上的传输[34]，第二个实验实现了渐变折射率三模FMF控制环路1045 km、容量159 Tbit/s的传输[35]，证明在长距离FMF传输中达到高数据率容量的可行性，尽管存在MDL和 DMGD的严重损伤。

图19为高数据率FMF传输系统研究的实验装置[33]。梳状源在C+L频带上以25 GHz的间隔产生400多个载波线，梳状器的输出分为一个测试部分和一个虚拟信道部分。测试波段由选择3或5个载波线的可调谐滤波器选择。然后将测试频带分成奇偶两个信道，分别由两个双偏振IQ调制器进行独立调制。这两个调制器由4个工作在49 GS/s的任意波形发生器驱动，产生24.5 Gbaud根升余弦形双偏振 16 QAM或双偏振64 QAM信号，滚降系数为0.01。奇偶信道被光学去相关，C和L波段在独立放大器中被放大。

虚拟信道频带在单独的双偏振IQ调制器中进行调制，该调制器具有24.5 Gbaud根升余弦形双偏振16 QAM或双偏振64 QAM信号，由在单个49 GS/s 任意波形发生器中生成的四个电去相关信号生成。然后将测试信道和虚拟信道组合并放大。对于这两个传输实验，将信号分成三个去相关的光路，分别约93 ns和193 ns，以模拟不同空间路径上的独立数据流。采用3D波导的模式选择MUX作为模式MUX和DEMUX。MUX的插入损耗约为1.5 dB，模式选择性大于16 dB，每种模式的总发射功率约为25 dBm。

采用两种不同的光纤链路进行这个传输实验。第一种是单跨FMF，由26 km负向和4 km正向 DMGD光纤组成，其总 DMGD小于1 ns。对于循环回路实验，额外添加了25 km的负 DMGD的FMF，总 DMGD小于100 ps。所有光纤模式的色散约为20 Ps/(nm·km-1)，损耗约为0.2 dB/km。在这两个链路中，用2 nm放大自发辐射噪声测量，LP01和LP11模式之间的串扰小于-10 dB。

注：两个实验的发射机和接收机设置是相似的，开关指示了两个实验中不同光纤链路的使用情况，对于短途试验，只使用了一个单跨的FMF(图中上部)，中程传输是通过控制环路设置(图右下角)实现的。图19 中短程高速数据传输分析实验装置[33]

首先，研究了30 km FMF链路上的高数据速率、短距离传输。假设固定Q因子阈值为5.7 dB，相应的FEC开销为20%，这导致聚合数据速率为280 Tbit/s。图20(a)显示了接收到的基于64 QAM的381个空间超级信道从1528到1610 nm波长的FEC Q因子。Q因子在5.7和9 dB之间变化，这取决于空间超级信道的波长。由于C/L波段WDM耦合器和EDFAs的限制和容限，C和L波段之间的保护带宽度约为3 nm。图20(b)为左轴上的数据速率和右轴上的对应码速率[33]。蓝色圆圈是根据广义互信息方法计算得到，显示了最大可实现数据速率。红色菱形显示左轴上的数据速率和右轴上相应的码速率，由所实现的低密度奇偶校验编码方案计算。这两种计算方法之间存在差距。这差距是由于DVB2S标准中可用低密度奇偶校验码的小粒度，该方法包括外部FEC在内的最低开销码速率约为0.85；而广义互信息方法表明，对于大多数空间超级信道，0.9以上的码速率就足够了。然而，虽然广义互信息方法计算表明通过使用最优编码方案可以达到超过320 Tbit/s的吞吐量，但使用所实现的编码方案可以实现超过283 Tbit/s的聚合数据速率。

图20 (a) 381个64QAM空间超级信道传输30 km后 Q因子；(b) 数据速率[33]

图21 (a) 348个16QAM超级信道传输1045 km后 Q因子和(b)数据速率[33]

图21[33]为1045 km FMF以上的中距离传输实验的结果。共有348个基于双偏振16 QAM的空间超级信道通过所述的循环回路设置进行传输。图21(a)为所有空间超级信道的Pre-FEC的Q因子。在C+L波段的Q因子值在4 dB到6.8 dB之间。C和L波段之间的保护带约为6 nm宽，并且低C和高L波段与短程实验相比具有较少的信道。这主要是由于三路循环结构中光处理器的带宽限制以及应用的光谱平坦算法的次优设计限制。图21(b)为左轴上所有空间超级信道数据速率和右轴上相应的码速率。蓝圈为用广义互信息方法计算，并用红菱形作为编码方案的结果。基于广义互信息方法的数据速率与实际实现的FEC码之间的差异小于短途实验。这主要是由于性能更接近于可用代码速率的最佳值。当计算总吞吐量时，较小的差异变得明显：在实现编码方案之后，可以达到159.02 Tbit/s的总数据速率，通过基于广义互信息方法的优化编码方案的计算，增加到约179.25 Tbit/s。

3D波导复用器尺寸小，模式隔离度较好，模式转换效率高，而且能与其他光电芯片直接集成在一起，实现片上模分复用系统，是模式复用器走向全光互联的理想结构之一。但由于波导宽度远小于少模光纤的纤芯半径，光信号从3D波导型模式复用器耦合至传输链路时会出现较大的功率耗损。

5 基于光子灯笼的全光纤复用器的少模光纤传输

5.1 基于光子灯笼的全光纤复用器的少模光纤单跨距传输

文献[36]采用光子灯笼作为MUX和DEMUX，提出一种MIMO均衡的低成本的直接检测方案，以降低物理复杂度、发射机和接收机的成本和少模器件的性能要求。系统使用奈奎斯特脉冲成型PAM-4(Nyquist-pulse shaping PAM-4, NPAM-4)调制格式来提高频谱效率并降低每比特的成本，实验演示了在两种简并模式的MDM传输，系统采用单边带调制、NPAM-4格式，传输速率2×37.5 Gb/s；在-8 dBm 接收光功率下，MIMO均衡平均提高了2个数量级的BER。

图22为实验系统示意图[36]。在发送端生成一个218位的伪随机比特序列产生PAM-4调制信号，每符号两个采样点。使用滚降因子为0.1的奈奎斯特滤波器生成NPAM-4序列，通过希尔伯特变换生成其希尔伯特项。驱动信号由任意波形发生器700002A以最高采样率25 GS/s产生。为了在实验中利用任意波形发生器的最高采样率，将其输出电信号的每符号采样量从2减少到1.33。因此，实验中支持较高的波特率，传输NPAM-4信号的比特率提高到37.5 Gb/s。通过一个50∶50的光分路器将调制后的光信号分成两条光路，并在其中一条路上添加延迟线来分离两个信号的相关性。采用两个可变光衰减器调节接收光功率。采用光子灯笼作为MUX，将去相关后的两个信号分别转换为两个高阶简并模(LP11a和LP11b)，耦合到FMF进行传输。

注：AWG：任意波形发生器；EDFA：掺铒光纤放大器用三角形表示；VOA是可调光衰减器；OC是耦合器。图22 实验示意图[36]

在接收端，另一个光子灯笼充当模式DEMUX。两种光信号分别由两个商用光电二极管检测，由运行在采样率为50 GS/s的DPO72504D采样。然后对接收到的电信号进行离线DSP处理。在DSP部分，首先对数字处理示波器接收到的信号重新采样。然后消除希尔伯特变换项引入的一阶串扰。采用训练序列长度为2000的11个采样点的时域LMS均衡算法来缓解简并模式间的模式耦合串扰。最后，分别计算两个信号的BER。

图23 (a) 37.5 Gb/s时的实验BER性能；直方图和收敛性 (b) 无MIMO时；(c) 有MIMO时[36]

图23(a)[36]显示了当两个简并模传输2×37.5 Gb/s时，有无MIMO的传输性能表现。在无MIMO的情况下，两种简并模的性能差随着光功率的减小而减小。当信号功率较大时，噪声的影响较小，其传输性能主要受到模式耦合的限制。由于两模间的相互耦合不平衡，发现LP11b的性能优于LP11a。相反，当MIMO有效地消除了来自模式耦合的信号串扰时，MIMO处理的两种模式之间的性能几乎是相同的。在这种情况下，性能始终受到光功率的限制，而两种模式下的光噪声几乎相同。

图23[36]比较了在接收光功率为-8 dBm时，接收到的电信号在有MIMO和无MIMO时的收敛性。如图23(b)和(c)[36]所示，PAM信号的4阶收敛于MIMO，也可以通过直方图进行识别。

由于采用低成本的LP11a和LP11b两种简并模的少模器件，使得模式耦合不能有效控制。因此，无MIMO，BER无法达到7%的HD-FEC阈值。采用MIMO技术，在接收光功率为-8 dBm时，两种简并模式的传输性能平均提高两个数量级，在接收光功率为-11 dBm时，接收机灵敏度提高，可达到7%的HD-FEC阈值。

5.2 基于光子灯笼的全光纤复用解复用器的少模光纤控制环传输

文献[37]采用低插入损耗、低MDL的六模式光子灯笼作为全光纤模式复用DEMUX，使用12×12 MIMO接收处理，通过59 km渐变型6模FMF链路的同步循环控制环路演示了590 km、最大网络传输速率138 Tbit/s、光谱效率为34.9 bit/s/Hz的MDM传输实验。这些结果是通过将120 Gbit/s映射到16 QAM符号的2种偏振和6种空间模式的120个波长信道加载得到的。通过结合正负色散光纤，将链路的总DMGD降低到约6 ps/km，并使用具有低MDL和低插入损耗的光子灯笼作为模式复用DEMUX，实现长距离传输。

图24[37]为少模传输系统设置，通过调制40个33.3 GHz信道的分布式反馈激光器的输出，生成一个33 GHz间距的120个波长信道。采用嵌套马赫-曾德调制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)对网格的奇、偶信道进行独立调制。调制器由两个运行于60 GS/s的数模转换器驱动，产生216个16 QAM符号序列。通过在偏振分束器的一个输入端添加光纤延迟来模拟PDM。在整个发射机子系统中，EDFA补偿了一切损耗，而增益平坦滤波器加强了平坦的频谱，最大限度地减少了波长信道之间的性能差异。在波长选择开关中，其中一个信道被替换为被测信道，该被测信道由类似的发射机装置用独立数据调制。

在长距离传输实验中，信号通过一个光纤控制环路传输。这种设置结合多个传统的SMF控制环路和一个共享的多模链路。在环路的每条路径上都有一个1×2的固态开关，用于加载状态和循环状态之间的切换，一个分束器用于将10%的信号连接到2级EDFA和增益平坦滤波器。在两级EDFA之间是模式MUX和使6模光纤的DMGD最小时的59 km长的光纤跨段。每个路径长度之间的匹配程度达到厘米级，损耗的任何变化都通过调节2级EDFA的可变光衰减器补偿。此外，所有的回路开关同步，并在模式去相关前放置一个额外的开关，以提高消光比。98 ns去相关延迟足够长，以避免在空间支路的均衡器窗口内重叠。

光纤控制环的输出被放大并通过波长选择开关，波长选择开关在将感兴趣的信道发送给接收机之前，丢弃部分加载信道。一个10 KHz线宽外腔激光器被调谐到匹配被测信道的波长，并作为一个本地振荡器信号的6偏振分集相干接收机。接收机的输出由工作在40 GS/s的20 GHz带宽、24信道实时示波器转换到数字域。或者，输出的环路可以重新连接到一个光学光谱分析仪分析频谱。

所有的信号处理都离线进行。首先，所有的信号在时间上对齐并重新采样为2倍过采样。其次，对信号和本地振荡器之间的IQ不平衡、色散、频率偏移进行补偿。随后应用一个12×12 MIMO频域均衡器来消除模式混合。该均衡器结合了LMS算法和多模(Multi-Modulus Algorithm，MMA)算法进行传输信号的收敛。DSP链中最后的模块恢复载波相位的功能被每空间信道超过800万比特的评估。

注：PBS：偏振分束器；DN-MZM：双嵌套LiNbO3马赫-曾德调制器；PPG：可编程模式发生器；PD-CRX：偏振分集相干接收机；DSO：数字存储示波器；DFB：分布式反馈激光器；WSS：波长选择开关。图24 少模式循环回路传输设置[37]

图25是不同波长信道的Q因子[37]。实黑线表示系统平均值，点线和虚线表示两种偏振情况下空间信道的性能差异，灰色阴影区域的15个波长信道对应于本实验中使用的信道。对15个波长信道评估，观察到Q因子的损耗约为1 dB。这些波长信道在图25中用灰色区域突出显示[37]。此外，从图25可以观察到较短波长的低性能，这限制了系统的传输范围到590 km。在这段距离上Q>6.3 dB，当有20%的前向纠错开销时，仍然允许成功的信号解调。较短的波长信道的低性能可以归因于用于放大本地振荡器和非平坦谱的EDFA的这个波长范围的有限增益。从光谱分析仪的捕获中可以观察到，随着距离的增加，光谱的倾斜效应增加，如图26所示[37]。注意，光谱分析仪必须与循环同步，显著减少了获取窗口的长度。

图25 不同波长信道的Q因子[37]

图26 随着传输距离的增加，光谱呈现出的倾斜效应[37]

实验采用六模式光纤光子灯笼作为模式复用DEMUX、同步循环控制环路演示了590 km、最大传输速率138 Tbit/s、光谱效率为34.9 bit/s/Hz的MDM传输实验，表明MDM在长距离大容量传输上具有很大的潜力。光纤光子灯笼可与传输光纤较好地熔接，实现低模式相关损耗和低插入损耗，但应用于复用高阶模式时，模式数目越多，模式串扰越大。

6 基于模式选择耦合器的全光纤复用器的少模光纤传输

6.1 基于模式选择耦合器的全光纤复用器的少模光纤单跨距传输

文献[38]提出采用模式选择耦合器作为全光纤MUX、6×6 MIMO数字信号接收处理，实现了三种空间模式、120 Gb/s、PDM-QPSK信号在四模光纤上MDM传输15 km；提出的全光纤模式MUX由连续模式选择耦合器组成。

注：LOC:波瓣方向控制器。图27 (a)全光纤模式MUX；(b)全光纤模式DEMUX[38]

图27(a)显示了由三个连续的模式选择耦合器组成的模式MUX[38]。每个模式选择耦合器分别将SMF的LP01模式耦合到FMF的LP11、LP21或LP02模式。模式选择耦合器通过一种商用的熔接器相互连接，模式选择耦合器以抛光型耦合器的形式实现。在图27(b)[38]所示的模式DEMUX中，模式选择耦合器的顺序与模式MUX相反。由于高阶模的有效折射率小于低阶模，故首先对高阶模进行多路分离，如果模式选择耦合器的顺序不对，高阶模式下的信号会受到较大的损耗。虽然模式选择耦合器的耦合效率依赖于非对称模的空间波瓣取向，如LP11和LP21，但波瓣取向并不沿光纤保持。为了调节光纤的波瓣方向，在实验中使用了典型的多匝光纤偏振控制器作为波瓣方向控制器。波瓣方向控制器改变了一些瓣的方向，但它不能完全控制模式的状态。对接收信号进行监测，调整波瓣方向控制器可以使BER最小化。

模式MUX输出处的模式强度剖面由红外摄像机监控，以确保模式转换和多路复用。当相位匹配条件完全满足时，理论最小损耗接近0 dB。基于分束器、相位板的MUX的损耗最小为5.5 dB[39]。基于点阵模式的MUX，如光子灯笼或3D波导方案，其理论损耗最小为2 dB[40]。基于全光纤模式转换器的模MUX具有较小的损耗，但不易应用于高阶模的复用[38]。与上述方法相比，基于模式选择耦合器的全光纤模式MUX具有最低的固有损耗。

图28演示了使用全光纤模式MUX实现MDM传输的传输测量装置[38]。光纤QPSK信号是由两个并行MZM组成的IQ调制器产生的。IQ调制器由两个独立的双信道数模转换器生成的30 Gbaud比特序列驱动，该序列长215。使用了工作在1543.5 nm处100 KHz线宽的外腔激光。将两个时延为382 ns的信号通过偏振合束器进行组合，产生120 Gb/s的PDM-QPSK信号。将放大的PDM-QPSK信号与放大自发辐射源的输出功率结合。通过调节放大自发辐射源输出端的光衰减器来调节OSNR。经过1.5 nm带宽的光带通滤波后，将相对延迟为0、25、49 ns的三份信号作为模式MUX的输入信号。

使用的模式数量受到可用接收信道数量的限制。模式DEMUX的三个输出信号分别被EDFAs放大后送入三个偏振分集相干接收机。由此产生的十二个高速电信号被十二个模块数字存储示波器捕获。采样速率为40 GS/s，带宽为20 GHz。在内差检测中，采用另一个外腔激光器作为本地振荡器。本地振荡器频率被调整到接收信号频率的150 MHz以内。

注：ECL：外腔激光器；IQ Mod：IQ调制器；DAC：数模转换器；PBC：偏振合束器；OBF：光带通滤波器；EDFA：掺铒光纤放大器；ASE：放大自发辐射；Atten：光学衰减器；OSA：光谱分析仪；PD-CRX：偏振分集相干接收机。图28 实验设置[38]

图29 在4模光纤传输超过15 km 后的BER曲线[38]

传输实验采用了图27[38]所示的全光纤模式MUX和模式DEMUX。模式MUX的输出光纤端口的长度各不相同。因此，附加长度的光纤连接到输出端口，以补接收器的传输延迟。通过示波器的高速精确触发，实现了12个信道的同步采集。在数据采集后，光学延迟的微小差异被仔细地修正。每次测量获得每个信道的400万个样本。它们被重新采样，每个符号有两个样本，然后被6×6均衡器的MIMO-DSP进行分析。均衡器系数采用数据辅助LMS算法对前20万个符号进行调整。然后切换到decision-directed LMS模式，采用decision-directed相位锁环预估载波相位。最后，用decision-directed LMS算法对每个信道的最后260万符号的BER进行了评估。

图29[38]显示了在15 km 的4模光纤中传输120 Gb/s、PDM-QPSK信号时的BER与OSNRpol图，传输实验采用光纤与文献[41]中使用的光纤具有相同的参数，采用LP01、LP21、LP02三种模式，x和y表示相应偏振。在离线处理中使用了长度为512抽头的6×6 MIMO均衡器。与传输3 km的结果相比，传输15 km的 BER恶化了，但所有模式的BER小于10-2，表明全光纤MUX复用三种空间模式120 Gb/s、PDM-QPSK信号在4模光纤15 km以上的MDM传输是成功的。

6.2 基于模式选择耦合器的全光纤复用器的少模光纤控制环传输

文献[42]采用模式选择耦合器作为全光纤模式MUX进行了三个模式560 km FMF控制环的MDM-WDM传输实验，提出的连续模式选择耦合器可复用解复用LP01和双重简并模式LP11，信号调制格式120 Gbps、PDM-QPSK，32个WDM信道、信道间隔100 GHz，6×6 MIMO数字信号接收处理，实验表明全光纤模式MUX可用于长距离MDM-WDM传输。

图30[42]显示了由两个连续LP11的模式选择耦合器组成的全光纤模式MUX。在图30(a)中，LP01端口的输入信号通过光纤熔接直接耦合到FMF的LP01模式。LP11a端口或LP11b端口的输入信号由模式选择耦合器耦合到FMF的LP11模式。为了使两个LP11模正交，使用了一个典型的多圈光纤偏振控制器作为波瓣方向控制器。虽然波瓣方向控制器不能完全控制模式的状态，但它改变了一些波瓣方向。两个模式选择耦合器由同一种FMF制成，以消除它们之间的熔接损耗。文献[44]给出了典型LP11的模式选择耦合器耦合效率和模式消光比。在C波段波长范围内，LP11的模式选择耦合器耦合效率为60%～80%。LP01模对LP11模的消光比大于10 dB。波长相关性性能源于SMF和FMF之间的有效折射率不匹配。LP11端口光损耗主要取决于模式选择耦合器的耦合效率，在C波段为1～2 dB。LP01端口输入信号损耗小于0.5 dB。模式MUX输出端的模式强度分布由红外摄像机监测。信号波长由1530 nm变为1560 nm，步进5 nm。在整个信号波长中，LP11a模和LP11b模的波瓣方向基本正交。在1545 nm的波长下调节波瓣方向控制器的状态，然后在整个实验过程中保持这种状态。

图30 (a) 全光纤模式MUX；(b) 全光纤模式DEMUX(LOC：波瓣方向控制器)[42]

图31所示使用全光纤模式MUX的长距离MDM-WDM传输的实验装置[42]。利用分布反馈激光器在C波段(1537.40-1562.23 nm)产生了32个波长为100 GHz的WDM信道。使用线宽为100 KHz的可调谐半导体激光器作为被测信道的光源。采用波长选择开关实现各波长信道的功率均衡。由此产生的32个波长信道由一个IQ调制器调制，该调制器由两个长度为215的独立30 Gbaud 序列驱动。该序列由一个采样率为60 GS/s的数模转换器产生，IQ调制器的输出信号被偏振组合器分离并再次组合，正交偏振之间的延迟为382 ns。得到的120 Gb/s、PDM-QPSK被进一步分为三个相对延迟分别为0、40和112 ns 的信号。延迟信号被送入3路循环回路。在环路内，三个信号通过图30所示的全光纤模式MUX和DEMUX发射到FMF跨距并耦合出FMF跨距。

所使用的FMF支持LP01和双重简并LP11的线性模式的传播。为了补偿传输范围内LP01和LP11之间的DMGD，使用了四个长度分别为12.5、25、12.5和20 km的FMF光纤盘，其DMGD分别为-1.15、+1.64、-2.0和+1.52 ns。它们通过商用熔接器熔接，70 km的FMF的总DMGD约为0.01 ns。FMF直接熔接到模式MUX和模式DEMUX。

注：TLD：可调谐半导体激光器；DFB：分布反馈激光器；WSS：波长选择开关；EDFA：掺铒光纤放大器；IQ Mod：IQ调制器；DAC：数模转换器；PBC：偏振光束组合器；MUX：复用器；DEMUX：解复用器；WB：波长阻断器；PD-CRX：偏振分集相干接收机；LO：本振。图31 实验装置[42]

图32 32个WDM信道560 km 传输的BER[42]

在模式解复用后，用三个EDFAs分别对信号进行放大。环路中使用波长阻断器来使WDM信道的光谱平坦。三个回路开关同步工作，以传递三个循环回路中的信号。之后，信号被多路复用又被送入FMF。最后从环路中提取信号，利用环路外的波长阻断器选择待测波长信道。用EDFAs对信号进行放大，然后用三个偏振分集相干接收机对信号进行放大。12路模块化数字存储示波器采集了12个高速电信号。示波器的采样率为40 GS/s，带宽为20 GHz。第二个可调谐半导体激光器作为本振用于内差检测，其频率偏移在500 MHz以内。利用文献[38]中解释的6×6 MIMO-DSP算法离线处理捕获的6个复杂波形。为了估计6×6脉冲响应矩阵，使用数据辅助LMS算法对已知的测试信号进行处理，然后切换到decision-directed LMS模式。最后，对BER进行了评估。图32[42]显示了作为波长信道函数的BER曲线。对120 Gb/s、PDM-QPSK信号在3种模式下的BER平均值，所有波长信道的BER都低于最先进的SD-FEC的BER极限。在100 GHz信道间隔下，32个WDM信道的传输距离为560 km，频谱效率为3.0 bit/s/Hz。结果表明，采用全光纤模式MUX进行MDM-WDM长距离传输是可行的。

6.3 基于模式选择耦合器的强度调制/直接检测模分复用传输

文献[43]提出了基于模式选择耦合器的强度调制/直接检测 MDM传输系统，模式MUX和DEMUX由级联模式选择耦合器组成，采用10 Gb/s的二进制OOK调制，通过增加模式有效折射率差来抑制光纤的模式串扰，在弱耦合FMF上实验演示了四模式10 km FMF传输，MIMO-free直接检测表明，模式串扰被成功抑制到小于16.5 dB，采用简单的折射率阶跃结构支持四种模式的弱耦合FMF是可行的。

四模MDM传输的实验设置如图33所示[43]。在发射端，由电BER测试仪的脉冲波形发生器产生10 Gb/s、周期为215-1的PRBS。该激光二极管的波长为1550 nm。利用PRBS码驱动光强调制器产生OOK信号。本实验采用10 Gb/s OOK调制，因为它是短距离传输中最常见的调制格式，且直接检测始终不需要任何DSP。它更适合评估在FMF和MUX/DEMUX中的模式串扰的影响，因为它比先进的调制格式，如具有相干检测和强大的DSP的PDM-DQPSK，有更敏感的传输损伤。然后用EDFA对信号进行放大。用光耦合器将信号分成四个支路。采用延迟线消除支路间的相关性，采用可变光衰减器调节发射光功率。然后，所有支路的信号被转换成相应的模式，并由MUX复用。经过10 km的FMF传输后，DEMUX将所有模式下的信号转换和解复用为不同SMFs的基模。然后应用光电二极管来检测信号，BER是由电BER测试仪的接收端计算出来的。

图33 四模10 km传输的实验设置[43]

图34 200 m和10 km传输的BER性能[43]

首先以0 dBm的输入功率，将连续波信号光依次发射到各模式中，测量各模式串扰。背靠背中所有4种模式的模式串扰都小于-19.4 dB，而在10 km FMF传输后，它们都小于-16.5 dB。还测量了A点和B点FMF传输前后的模式图、脉冲响应和眼图。

BER性能如图34所示[43]。将四种模式同时发射到FMF中，比较了200 m和10 km FMF传输的BER性能。对于给定BER为10-3时，背靠背接收机灵敏度约为-29.3 dBm，而LP01、LP11、LP21和LP31模式在10 km传输后分别约为-28.1、-27.0、-25.0和-23.2 dBm。背靠背性能作为参考进行度量。四模式传输的功率代价分别约为1.2、2.3、4.3和6.1 dB。可以看到BER的表现与眼图一致。与200 m传输相比，10 km传输的性能略有下降，四模式的接收机灵敏度差均小于0.5 dB。这意味着10 km FMF的传输损伤非常低。

该文献基于级联模选择耦合器作为MDM和DEMUX，采用简单的直接检测代替了复杂的相干检测和MIMO-DSP，实现了四模式弱耦合MDM在10 km FMF上的传输。实验结果表明，该FMF的四种模式之间的串扰较低。模式选择耦合器可以为模式复用解复用器提供独特的功能，它们简单、直接的实现SMF的LP01模和FMF的高阶模之间的转换，具有固有的低损耗，当采用熔融型耦合器的形式时，是稳定和可靠的，但其集成度随模式数目的增多而降低，每增加一个新的高阶模式，模分复用系统就需要在发送和接收端增加一个对应的模式选择耦合器，使得系统插入损耗增大。

综上所述，上述少模光纤一般采用典型的渐变折射率和阶跃折射率分布的圆芯少模光纤[26]。基于这类少模光纤的MDM传输系统不断地刷新着实验传输容量或传输谱效的记录，如实验传输容量从26.4 Tbit/s[28]、41.6 Tbit/s[32]、73.7 Tbit/s[29]、138 Tbit/s[37]、159 Tbit/s[33, 35]、257 Tbit/s[31]、266.1 Tbit/s[45]、280 Tbit/s[34, 33]至10.66 Pbit/s[46]，实验传输谱效从12 bit/s/Hz[29]、29.41 bit/s/Hz[34]、30.5 bit/s/Hz[31]、34.91 bit/s/Hz[37]、36.7 bit/s/Hz[45]至1158.7 bit/s/Hz[46]，但是FMF损耗通常仍然大于常规标准SMF的损耗；基于分立相位板和多平面光转换的(DE)MUX的插入损耗最大，约为5～8 dB；基于3D波导光子灯笼和光子灯笼全光纤(DE)MUX的插入损耗次之；基于模式选择耦合器作全光纤(DE)MUX的插入损耗较好，但有些模式损耗仍然较大；模式串扰较大，通常在-17 dB至-10 dB。特别是上述MDM系统采用的圆芯少模光纤存在着模式简并、模式串扰大问题，大都需要较为复杂的MIMO-DSP接收处理，如采用6×6 MIMO-DSP[28-30, 34, 38,42, 46]和12×12 MIMO-DSP[32, 37, 45]，模式数目越多越会导致MIMO-DSP方法处理数据计算量、复杂度快速增加，从而导致短距离数据通信系统大时延、大功耗和高成本等问题[36, 47, 48]；需要进一步深入研究。

7 本课题组近期提出的少模光纤传输研究

本课题组围绕光纤通信研究领域，在少模MDM研究方向开展了部分工作，涉及准单模少模光纤长跨距传输、单通道信号FMF传输和多通道WDM信号FMF传输研究等，为微波光子学、MDM传输系统的进一步研究提供了新的研究思路和实验支持。

7.1 准单模少模光纤长跨距传输研究

基于FMF的准单模长跨距模拟光纤传输系统，采用大有效模场面积FMF、载波和边带近似相等的单边带调制，实现FMF中受激布里渊散射阈值比SMF中大3 dB，FMF中无杂散动态范围(Spurious Free Dynamic Range，SFDR)比SMF中的大1.5 dB；采用高阶模式可进一步减小单信道非线性和WDM非线性串扰[20]。图35[20]是基于FMF的准单模长跨距模拟光纤传输系统，图36至图38[20]是在FMF系统和SMF系统中光传输实验结果的比较，图36是FMF系统和SMF系统中背向散射功率与传输功率随入射功率的变化情况，图37是传输前后信号光谱的变化情况，图38(a)是接收到的RF微波功率随入射光功率的变化情况, 图38(b)是基波功率、三阶交调失真(Third-order Intermodulation Distortion，IMD3)功率随RF微波调制功率的变化情况。

图35 基于FMF的准单模长跨距模拟光纤传输系统[20]

7.2 单通道信号少模光纤传输研究

在FMF传输中，受激布里渊散射是泵浦波和斯托克斯波通过声波进行的非线性相互作用，受激布里渊散射导致强大的后向散射光功率限制了接收机可获得的接收光功率，并且由多径干涉导致的相对强度噪声降低了信噪比。课题组合作研究了单通道FMF传输受激布里渊散射非线性损伤及抑制，提出了一种单通道信号FMF传输系统，克服了单通道受激布里渊散射非线性限制，提高了光传输功率；与相同有效长度的SMF相比，增加了受激布里渊散射阈值8.7 dB和提高了单通道SFDR 9.6 dB[22]。

图36 FMF和SMF系统中背向散射功率与传输 功率随入射功率的变化情况[20]

图37 传输前后信号光谱的变化情况[20]

图38 (a) 是接收到的RF微波功率随入射光功率的变化情况；(b) 是基波功率、 IMD3功率随RF微波调制功率的变化情况[20]

图39[22]所示是单通道信号的FMF传输系统，(a)是实验设置，(b)模式选择光子灯笼结构，(c)模式选择光子灯笼的输出横截面，(d)模式选择光子灯笼的输出模式，(e)测量得到的FMF折射率分布，(f)输入模式 LP01, LP11, LP21和LP02时在FMF光纤中激励的脉冲响应，插图是FMF输出端的光强分布。Signal是电信号，Power combiner是功率合波器，MZM是马赫-曾德调制器，OA是EDFA，Optical filter是光滤波器，OC是光环形器，PL是光子灯笼，PD是光电二极管，Spectrum analyzer是电谱分析仪。

在单通道信号少模光纤传输中，FMF可以增加非线性容限、提高传递到探测器的光功率。激光二极管发出的光波在MZM中被双音调制(1.893 GHz和2 GHz)，便于携带高载噪比信号的微波光子链路中标准双音信号测试。MZM低偏置可抑制光载波。光调制波放大、滤波后，通过光学环行器发射到20 km长的特别设计的FMF，这可用来测量背向散射光。一个模式选择光子灯笼(mode-selective photonic lantern，MSPL)插入到环形器和FMF中间用于把输入的基模LP01转换为 FMF支持的特定空间模式。图39(b)所示是MSPL的结构，它是由6条光纤插入到掺氟毛细管中被绝热拉锥形制成的。在MSPL输出横截面视图如图39(c)所示，其输出光强分布对应于每个输入端口的近场和远场图如图39(d)所示。MSPL的输出与FMF支持模式之间的不匹配会导致模式串扰。FMF的纤芯半径约为11.5 μm，有效面积270 μm2，大约是单模光纤的3.8倍(5.8 dB)。LP02模式在1550 nm波段的衰减系数为0.27 dB/km。接收信号由自由空间光电探测器检测，并由电频谱分析仪进行评估。

图40所示是单通道信号FMF传输系统与SMF系统的实验结果[22]，比较情况，可见，FMF和SMF的长度分别设置为20 km和16.6 km，让它们有一个相同的有效非线性长度。图40(a)所示是微波调制下的背散射和透射光功率随归一化光发射功率的变化情况。这种归一化均衡了这两个链路的损耗，导致两链路在没有光纤非线性情况下对应相同的归一化光发射功率产生相同的基波频率的功率。FMF的受激布里渊散射阈值约25 dBm，约大于SMF受激布里渊散射阈值8.7 dB。由此导致的FMF发射光功率在受激布里渊散射阈值附近也高8.7 dB。因此，最大有用的发射光功率是在受激布里渊散射阈值附近。为什么还要增加发射功率超过受激布里渊散射阈值是因为光载波的功率通过克尔效应包括自相位调制和四波混频转移到边带。由于受激布里渊散射效应，虽然光载波功率停止增加；边带中低于受激布里渊散射阈值的功率会增加。结果，总发射光功率继续增加，但增加速率稍低。这不同于连续激光器中发射功率超过受激布里渊散射阈值停止增加情况。

注：Signal是电信号；Power combiner是功率合波器；MZM是马赫-曾德调制器；OA是EDFA；Optical filter是光滤波器；OC是光环形器；PL是光子灯笼；FMF是FMF；SMF是单模光纤；PD是光电二极管；Spectrum analyzer是电谱分析仪。(a)是实验设置；(b)模式选择光子灯笼结构；(c)模式选择光子灯笼的输出横截面；(d)模式选择光子灯笼的输出模式；(e)特别设计的FMF的折射率分布；(f)输入模式 LP01, LP11, LP21和LP02时在FMF光纤中激励的脉冲响应，插图是FMF输出端的光强分布。图39 单通道微波信号的FMF传输系统[22]

在FMF的受激布里渊散射阈值附近，发射光功率有8.7 dB增加导致17.0 dB探测微波功率增加或等价FMF链路增益17.0 dB，如图40(b)所示。即使我们假设SMF的发射功率可以增加到FMF的受激布里渊散射阈值，FMF链路增益仍然高于SMF链路6 dB。链路增益的增加可以支持更长的传输距离或更大的分光比。IMD3交调失真也随着归一化的光发射功率的增加而增加如图40(c)所示。对应不同的基波功率，超过受激布里渊散射阈值后IMD3功率没有减小；这是因为克尔效应引导光功率转移到IMD3功率；导致IMD3的光谱成分包括光载波、调制边带和四波混频边带。对基波功率的主要贡献来自光载波。当光载波被受激布里渊散射损耗时，基波功率按照发射功率的平方增长。相比之下，对IMD3的主要贡献来自参量放大导致的调制边带功率的增加。这样，在log-log 对数坐标下，IMD3的功率增加斜率按照发射功率增加斜率的2.5倍增长。应该注意的是，尽管FMF的有效面积大、克尔非线性系数较小，在高发射功率情况下，FMF链路中IMD3很强，因为与SMF相比，FMF光载波的功率较大、受激布里渊散射较小。正如预期的那样，SFDR增加率是归一化光发射功率的函数，如图40(d)所示；当光纤非线性出现时，SFDR增加率会慢下来。一方面，受激布里渊散射会抑制基波的微波接收功率；一般来说，在基波功率降低1 dB导致SFDR减小1 dB。另一方面，四波混频会增加IMD3；一般来说，IMD3每增加1 dB会导致SFDR减小1/3 dB。

注：(a)后向散射和透射光功率随归一化入射光功率的变化情况(圆圈和方形分别对应FMF和SMF情况；红色箭头分别对应FMF和SMF的受激布里渊散射阈值)；(b)接收的基波微波功率和微波增益；(c)IMD3随归一化光入射功率变化情况(每通道微波调制功率为-0.5 dBm)；接收的FMF基波微波功率比SMF的高6 dB；(d)SFDR随归一化光入射功率的变化；FMF链路提高了信号SFDR 9.6 dB。图40 单通道微波信号传输FMF链路与SMF链路的实验结果[22]

FMF具有较高的受激布里渊散射阈值，导致在受激布里渊散射阈值附近FMF链路的SFDR比SMF的高4.8 dB；微波功率对基波和IMD3的贡献分别为6和-1.2 dB。模拟链路一般不运行在受激布里渊散射阈值之上，相比于各自的受激布里渊散射阈值，FMF链路的SFDR比SMF的高9.6 dB；微波功率对基波和IMD3的贡献分别为17.9和-8.3 dB。

7.3 多通道波分复用信号少模光纤传输研究

光纤中存在克尔非线性效应。克尔效应诱导的自相位调制、交叉相位调制和四波混频会导致信道传输的交调失真和WDM传输中非线性串扰。研究了多通道FMF传输非线性串扰损伤及抑制，提出了一种WDM信号FMF传输实验系统，有效抑制了WDM信号非线性串扰。采用模式间大有效折射率差FMF的模式正交性与低模式串扰、FMF更大有效面积增加相互作用光波的相位失配，在WDM信号光纤传输中抑制WDM信号非线性串扰，实现非线性串扰抑制达到30 dB，相当于WDM传输系统SFDR 增加20 dB，为微波光子学、MDM传输系统的进一步研究提供了新的研究思路和实验支持[22]。

图41所示是多通道信号FMF传输实验系统[22]，(a)实验装置，间隔100 GHz的两光波通过模式选择光子灯笼耦合进入FMF，设置了长波长通道作为目标通道，且经过双音调制、以FMF LP01模式入射。干扰信道波长较短、单音调制，可以发射到FMF中4 LP模式的任何一个：LP01，LP11，LP21和LP02。插图说明了FMF中目标通道光载波和干扰通道光载波及其边带产生的四波混频所致目标通道带内非线性串扰情况。(b)(c)是六模式FMF的横截面和折射率分布；(d)FMF传输后的输出六模式的强度分布；(e)FMF中六模式的脉冲响应。

图42[22]所示是不同空间模式WDM传输中的非线性串扰和SFDR；(a)采用模式多样性和正交性与低模式串扰抑制来自干扰通道的非线性串扰；(b)对应非线性串扰的SFDR，比较了不同空间模式WDM传输中的非线性串扰随接收光功率的变化情况。图42(a)所示，接收光功率增加1 dB会导致非线性串扰增加3 dB；IMD3增加2 dB。这是因为非线性串扰来自目标通道的光载波和干扰信道光载波和边带的相互作用，而IMD3来自对应的双音信号边带的拍频，这比光载波弱得多。图42(b)所示，每个模式在FWM串扰发生时的对应SFDR分别为63.7，56.9，53.8和44.6 dB。非线性串扰最严重的情况是两通道都采用LP01模式情况。使用模式多样性、模式正交性、FMF更大有效面积增加相互作用光波的相位失配，非线性串扰的抑制高达30 dB，相当于SFDR增加20 dB。

注：LD是激光二极管；MZM是马赫-曾德调制器；OA是光放大器；OC是光环路器；PC是偏振控制器；PD是光探测器；VOA是可调光衰减器。(a)实验装置，间隔100 GHz的两光波通过模式选择光子灯笼耦合进入FMF，设置了长波长通道作为目标通道，且经过双音调制、以FMF LP01模式入射。干扰信道波长较短、单音调制，可以发射到FMF中4 LP模式的任何一个：LP01，LP11，LP21和LP02；插图说明了FMF中目标通道光载波和干扰通道光载波及其边带产生的四波混频所致目标通道带内非线性串扰情况；(b，c)是六模式FMF的横截面和折射率分布；(d)FMF传输后的输出模式强度分布；(e)FMF中不同输入模式的脉冲响应。图41 多通道信号FMF传输实验系统[22]

注：(a)采用模式多样性和正交性抑制来自干扰通道的非线性串扰；(b)对应非线性串扰的SFDR。图42 不同空间模式WDM传输中的非线性串扰和SFDR[22]

8 结论与讨论

结合本课题组近期研究开展的MDM方面的部分工作，比较系统、深入地分析讨论了MDM光传输研究过程中相对经典的部分研究工作和最新进展；以MDM MUX和DEMUX的发展为主线，分析讨论了准单模FMF单跨距传输、准单模FMF控制环传输、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF单跨距传输、基于分立模式MUX和DEMUX的FMF控制环传输、基于平面光转换模式MUX和DEMUX的FMF传输、基于3D波导模式MUX和DEMUX的FMF单跨距传输、基于3D波导模式MUX和DEMUX的FMF控制环传输、基于光子灯笼的全光纤MUX的FMF单跨距传输、基于光子灯笼的全光纤MUX的FMF控制环传输、基于全光纤耦合器的FMF单跨距传输、基于全光纤耦合器的FMF控制环传输；最后，给出了本课题组近期合作研究工作中的准单模少模光纤长跨距传输、单通道信号少模光纤传输研究、多通道波分复用信号少模光纤传输研究。今后的较长一段时间，针对不同应用场景的FMF、模式MUX和DEMUX、MDM光传输研究、模式组相关器件与传输仍然是通信领域需要继续探索的研究热点，将为未来光纤骨干网传输、光纤前传等MDM系统的进一步研究及其实用化、商业化提供新的研究思路和技术支持。