基于LLC+LC双谐振变换器的电除尘高频电源设计

张洁平，陈元招，陈 阳

(1.闽西职业技术学院，福建 龙岩 364021；2.龙岩学院，福建 龙岩 364000)

目前，国内电除尘高频电源频率通常为15～20kHz，采用两级调幅方式，其中一级为固定频率控制LCC模式，另一级采用BUCK电压调幅方式。由于采用直接升压后进行全波整流，输出额定电压为72kV的直流负高压，因次级绕组匝数多，电压高，产生的匝电容很大，从而产生环流，导致开关器件损耗非常大，且变压器绝缘距离大，造成变压器设备的体积相应也更大，设备利用率低、制造成本高[1-2]。

随着LLC谐振软开关技术的发展并应用到电除尘设备，在重载时电流大频率低易实现ZVS导通，但轻载时电流小频率高较难实现ZVS导通，应用效果不是很理想[3-5]。随后有研究学者进行了改进和优化，采用LLC准谐振变频方式，固定脉宽调频控制(PFM)，频率变化规律与LLC多谐振变换器相反，轻载时频率变低，由于LLC准谐振变换器并联一个大电感，环流可忽略不计，变换效率提高了一些，但又带来频率变化范围太宽的问题[6-7]。为了解决频率范围宽问题，将LLC谐振变换器与Buck电路组合，采用定频控制，进行调幅与降压两级控制，实现ZVS导通，但此种组合方式使输出效率降低，同时输出的控制开关器件与主谐振回路开关同步，变压器副边输出采用PWM调制，开关器件耐压值难以达到，存在大电流关断等问题，不适合输出电压非常高的场合[8-9]。

针对LCC和LLC谐振变换器应用在电除尘高频电源系统出现的诸多问题，本文提出LLC+LC双谐振变换器的电除尘高频电源设计，根据开关频率fS等于谐振频率fT进行参数设计，全桥逆变器采用有限双极性控制技术，在不同占空比条件下实现全范围的ZVS导通和近零电流关断。同时高开关频率时整流输出采用十倍压以上倍压整流器，减小变压器与电感的磁性元件的尺寸，从而实现设备低成本、小型化和高效率传输。

1 双谐振变换器的电除尘高频电源硬件电路

双谐振变换器的电除尘高频电源由主电路和控制电路构成，其中主电路包括电阻继电器缓冲器、三相桥式不可控整流器、滤波电容、缓冲电感、全桥逆变器、LLC+LC双谐振变换器、高频变压器、倍压整流器和除尘器本体，控制电路包括信号处理单元、DSP控制单元、驱动单元、保护电路、触摸屏和仪表指示等，如图1所示。三相交流电经过电阻继电器吸合控制整流滤波后，然后通过全桥逆变和谐振变换器进行变换和处理，再经过高频变压器升压后，最后经过倍压整流器进一步升压整流，输出直流负高压，作为电除尘本体除尘电源使用。

图1 双谐振变换器的电除尘高频电源的电路框图

1.1 LLC+LC双谐振变换器

LLC+LC双谐振变换器主电路主要由逆变桥、主谐振电路和辅助谐振电路组成，其中主谐振电路由Lr、Lm、Cr构成(属于全桥输入电压值谐振)，辅助谐振电路由Lo、C1、C2构成(属于输入半电压值谐振)，如图2所示。S1-S4两端并联电容，D1-D4为内部反向二极管，能起到钳位作用。LLC+LC双环谐振变换器的工作波形如图3所示。本文以第一个半周为例进行说明：在t1时刻，S1、S4导通，Lo进行储能，iLo、iLm线性上升，导通一段时间后，到t2时刻后，S4关断，S1继续导通，iLo继续线性增大，iLm迅速减小，变压器进入空载状态，C、D两端的等效电阻为最大，此时，Lm对C3、C4进行充放电，使D点电位上升至Vin(+)，S3处于零电压状态，等待其驱动脉冲；到t3时刻后，S1关断，Lo释放能量，iLo线性减小，Lo对C1、C2进行充放电，B点电位下降至Vin(-)，S2处于零电压状态，等待其驱动脉冲，由此反复过程。全桥逆变器采用有限双极性控制，也称伪相移控制，S1、S2采用固定脉宽控制，占空比为0.45，留有0.05Ts的死区时间，而S3、S4采用可变脉宽(PWM)控制，改变占空比控制，在[0,0.45]范围内变化使输出电压可调[10-14]。在谐振变换器工作过程主谐振电路可以实现S3、S4的ZVS导通，而辅助谐振电路可以实现S1、S2的ZVS导通，即四个开关器件可实现全范围零电压导通。

图2 LLC+LC双环谐振变换器主电路图

图3 LLC+LC双环谐振变换器的工作波形图

1.2 倍压整流器

为了保证除尘效果，除尘器负载电压需足够高，必须进行倍压整流[14]，如图4为十三倍压整流电路，其中AC与GND输入二次交变电压，经过多次的电容反复充电和二极管阻断逐级升压后，在-Vout与GND端输出直流负高压，作为电除尘器本体负载供电电源。倍压整流电路设计应注意以下几个方面。

(1)当电容耐压不足时，可多个串联使用；二极管可采用硅堆或多个串联使用，同时为了采样输出电流，电路中串联了大功率小阻值电阻，作为恒流输出和限制输出电流。

(2)当二次电压较低时，为保证电除尘器本体负载电压达到要求，倍压整流器的倍数应适当增大。

(3)当倍压整流的倍数增大，电容传送功率的能量降低，需要提高频率或选用容量较大的电容器。

图4 倍压整流电路图

2 器件选型与参数计算

高压静电除尘高频电源基本参数如下：直流输入电压为430V，开关频率为40kHz，变压器二次高压整流后输出直流负高压72kV，最大电流0.12A，实际输出最大功率约9kW，电源效率约为97%。

2.1 全桥逆变器

全桥逆变器设计重点在于选择开关器件，根据开关频率从低到高可相应选择IGBT、COOL-MOS、V-MOS、SiC(碳化硅)、GaN(氮化镓)等开关器件。根据实践过程的经验和开关器件参数特性，当开关频率在40kHz≤fs≤80kHz时，可选用COOL-MOS器件，其具有通态电阻小、损耗小、价格低廉优点，但结电容大，雪崩能量小；当开关频率在100kHz≤fs≤200kHz时，须选用V-MOS器件，其结电容比COOL-MOS小，开关速度快好几倍[15]。因此，根据试验参数Pm=9kW、fs=40kHz，可选择型号为IXFH50A85X(50A，850V)的COOL-MOS开关器件，谐振电容值和电感分别由式(1)、式(2)求得为0.3μF，52.9μH。

(1)

(2)

综上所述，只有满足WL>WC条件，即LI2>cu2，S3、S4才能实现ZVS导通，当C3、C4电容越大，du/dt越小，S3、S4关断损耗越小，同时Lm电感量也需减小，励磁电流iLm增大，环流损耗增加。因此，C3、C4不宜选过大，一般为开关器件结电容的3～4倍。

2.2 高频变压器

高频变压器可选用EE110铁氧体磁芯，内芯面积为3.6cm*3.6mm，选择初级匝数10匝。设计fs=40kHz时，磁通密度在额定输入直流电压500V情况下，根据N=Vin/400fBAe，在满占空比的最低电压430V，那么此时磁通密度根据式(3)求得为0.207T，即2070Gs。

(4)

因此，在油冷条件下，选择2000Gs以上。

根据试验参数设计13倍压整流升压电路，考虑器件影响，实际输出电压倍数为10倍左右，则要求高频变压器次级电压U2为7000V左右，根据n2=U2n1/U1=7000*10/430=163匝，因此高频变压器二次绕组选择在160～165匝之间。变压器油介质根据击穿电压安全距离，1mm按1000V选择，即7000V选择7mm，两边对磁芯的距离各为3.5mm，考虑EE110两边有1mm气隙和骨架，实际距离骨架左右2mm即可。

2.3 倍压整流器

高压静电除尘要求输出直流负高压72kV，电流最大为0.12A，见图4所示，R1、C1是采样输出电流，C1可选择4个0.1μF/2000V串联，C2-C13电容均采用7个0.1μF/2000V串联，经验算，从-Vout至GND，C1、C3、C5、C7、C9、C11、C13各组电容承受电压之和约为91kV，能保证72kV负高压输出。每个电容需并联一个电阻，起均压和放电作用，根据电容实际承受平均电压计算，可选用5.1MΩ/1W，而二极管选用二十个型号为MUR1100的超快恢复二极管串联代替，实现倍压整流。

3 控制系统软件设计

3.1主程序设计

电除尘高频电源通电后，主程序运行执行系统各部分硬件参数的初始化，先进行PWM、ADC、SCI配置，然后上位机进行通讯，接收上位机命令，设置参数，同时发送实时计算数据，更新一次电流，二次电压二次电流计算值。主程序设计流程如图5所示。

图5 主程序设计流程图

3.2 PWM中断控制程序设计

为了保证静电除尘器具有较高的除尘效率，需要将火花次数控制在一定范围内，使静电除尘器保持在临界电压，因此电除尘高频电源的软件控制主要是PWM中断控制程序设计，其思路是根据采样的电压、电流值是否超过阈值判断火花标志，然后判断是维持电压还是升压状态，调整电压系数K1，再判断电流是否超过限流值，调整电压系数K2，再根据电压系数K1、K2计算输出电压和PWM占空比。PWM中断控制程序设计流程图如图6所示，首先通过模拟模块采样的一次电流i1、二次电压u2和二次电流i2值并实时更新，计算两次采样的u2差值，然后分别比较i1瞬时值和设定的阀值、比较u2瞬时值和设定的阀值、Δu2的变化差值和电压限值(阀值a)、比较i2瞬时值和设定的阀值，判断是否已有火花？若判断为火花后，K1以设定速度递减到下限值，达到下限后，进入维持电压状态，K1保持不变，维持电压状态持续设定的时间，保证火花熄灭后进入升压状态，K1以设定速度递增到最大值，再判断一次电流有效值是否大于电流限值(阀值b)，如果超出，则K2以设定的速度递减，反之递增；再根据K1、K2和设定的输出电压计算出实际的电压值u，最后根据输出电压u计算PWM输出比较器值。

图6 PWM中断控制程序流程图

4 试验波形

为了验证LLC+LC谐振软开关变换器应用电除尘高频电源的合理性，搭建了谐振变换器实际电路，电路主要参数：Vin=430V，fs=40kHz，全桥逆变器开关器件选用型号为IXFH50A85X的COOL-MOS功率管，高频变压器选用EE110(1:16)的铁氧体磁芯，倍压整流电路二极管选用型号为MUR1100的超快恢复二极管，LLC+LC谐振元件参数L0为250μH，Lr为50μH，Cr为0.3μF/2000V，Lm为250μH，S1、S2采用固定脉宽控制，占空比约为0.45，而S3、S4采用PWM控制，调节占空比D，并进行测试S2、S4的VDS和iLr波形，测试波形如图7所示。由试验波形可知，LLC+LC谐振软开关变换器输出电流实验波形与理论分析基本一致，近似正弦波，开关器件S1-S4的VDS波形梯形化，大大降低了开关动态损耗，提高了转换效率。

(a)S2、S4的VDS电压波形

(b)iLr电流波形(D=0.45)

(c)iLr电流波形(D=0.4)

(d)iLr电流波形(D=0.25)图7 试验波形

5 结论

LLC+LC双谐振变换器在电除尘高压电源系统应用后，主要有以下优势。

(1)逆变全桥S1-S4都并联电容，采用定频有限双极限控制技术，开关器件VDS波形梯形化，使dV/dt的电压变化率减小，实现了全范围ZVS导通和近零电流关断，开关元件转换动态过程的损耗大大减小。同时进一步提高变换器的开关频率，即使开关频率增大到200kHz时，开关管损耗仍非常小，散热器尺寸缩小，高频变压器尺寸也相应减小。

(2)LLC+LC双谐振变换器属于一级变换器方式，不需要二级BUCK电路降压调制或可控硅斩波方式，具有效率高、控制方便、设备成本低的优势。

(3)升压整流电路采用十三倍压整流器，降低变压器二次高压绕组电压，缩小高频变压器绕组空间的绝缘距离，减小匝电容以及电容产生的环流，大大降低开关元件的损耗。

(4)开关频率为40～50kHz时，器件可选择价格低廉的COOL-MOS器件，开关频率为100～200kHz时，可选择V-MOS器件，损耗仍很小，具有明显的成本优势。

因此，基于LLC+LC双谐振变换器的电除尘高频电源能实现全范围ZVS导通和近零电流关断，具有效率高、损耗小和成本低的明显优势，为高效率电除尘电源设计和研制提供技术参考，具有较高的推广价值。