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宽输出电压范围的混合型LLC谐振变换器研究

2022-05-07刘雨晴

湖北工业大学学报 2022年2期
关键词:双全谐振增益

潘 健, 石 迪, 刘雨晴

(湖北工业大学电气与电子工程学院,太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室, 湖北 武汉 430068)

传统LLC谐振变换器[1-3]采用频率控制,面对宽电压范围应用时,需要宽的频率调节范围来获得宽增益[4-5]。当开关频率小于谐振频率时,会产生循环电流带来较高的环流损耗,并且开关频率越低,所需变压器的体积会越大;当开关频率大于谐振频率时,电压增益小于1,此时整流管的软开关性能在这个频率范围丢失,导致开关管可实现软开关的频率范围窄。

因此,传统频率控制的LLC谐振变换器无法保证在实现宽增益范围的同时,获得低损耗来维持系统效率。文献[6-7]从结构上改进,提出一种可重构电压倍增整流方式,通过全桥整流、二倍压整流、四倍压整流切换,扩大输出电压范围。然而,引入了额外开关器件,增大了环流导通损耗。并且多模式控制复杂,易产生电流尖峰,不利于模式间的平滑切换。文献[8]提出一种可变变压器匝数比和全半桥结构的混合控制方式,并引入两组双向开关。通过控制开关管的导通方式改变结构,以扩大输出电压范围。但是,电压范围依旧受到结构的限制,无法实现宽输出范围。

1 混合双全桥LLC谐振变换器

1.1 拓扑结构

混合双全桥LLC谐振变换器主电路由逆变单元、谐振单元、变压器和整流电路构成(图1)。

图 1 混合双全桥LLC谐振变换器电路结构

图1中逆变单元由两个全桥逆变器共用开关管Q3、Q4构成三桥臂六开关结构;谐振单元由一组共用的谐振电感Lr、谐振电容Cr和两变压器励磁电感Lm1、Lm2组成;变压器T1、T2的匝数比均为n∶1,两变压器一次侧绕组并联,二次侧绕组串联;二次侧整流二极管D1~D4构成全桥整流电路;Co为输出滤波电容;R为负载;Vo为输出电压。

1.2 调制策略

图2为混合双全桥LLC谐振变换器在定频双移相控制策略下的主要工作波形。各桥臂开关管分别固定占空比互补导通,其中开关Q1、Q2、Q5、Q6为超前臂开关,开关Q3、Q4为滞后臂开关。超前臂与滞后臂夹角为θ,通过定频双移相控制改变移相角θ的大小,改变两谐振槽输入电压。

图 2 变换器主要工作波形

通过双移相控制该混合双全桥LLC谐振变换器在一个开关周期中含有4种驱动状态。各开关管不同控制状态下的两谐振槽的输入电压见表1。其中1代表开通,0代表关断。通过六开关不同状态的组合可实现三种电平状态。

表1 双移相控制的谐振槽输入电压

2 变换器工作原理

由图2可知该混合双全桥LLC谐振变换器在一个开关周期中存在8种工作模态,由于正半周期和负半周期工作方式基本一致,本文仅分析变换器正半周期的工作原理,各模态时序图见图3。

模态1[t0~t1]在t0时刻前为死区时间,由于开关管Q2、Q6寄生电容、体二极管的缓冲和续流作用,开关管Q2、Q6在t0时刻实现ZVS开通。t0~t1段两谐振槽输入电压均为0,谐振电感Lr、谐振电容Cr串联谐振,两励磁电感Lm1、Lm2被输出电压箝位不参与谐振,励磁电流线性上升。谐振电流与励磁电流仅存在一个交点,极大降低了循环电流,一次侧始终向二次侧传递能量。

(4)重复步骤(2)和步骤(3),直到计算出的可行解满足下列两个条件之一:①两代种群的最佳适应度值相差0.001以内;②种群总数不超过50代。

模态2[t1~t2]t1时刻,开关Q4关断。励磁电感继续被输出电压箝位,励磁电流iLm1、iLm2线性增加,谐振电流iLr由于谐振的作用增加较快。在t1~t2死区时段,开关管Q3的寄生电容进行放电,为ZVS导通做准备。该阶段在t2时刻两谐振槽输入电压由0变为Vin结束。

模态3[t2~t3]t2时刻,开关Q4实现ZVS导通。t2~t3时段,开关管Q2、Q3、Q6导通,两谐振槽输入电压均为Vin,谐振电感Lm和谐振电容Cr谐振,谐振电流iLr,励磁电流iLm1、iLm2均增加。二次侧整流二极管D1、D4导通,一次侧向二次侧继续传递能量。

模态4[t3~t4]t3时刻,开关管Q2、Q6关断,两谐振槽输入电压均由Vin变为0。此时,谐振电流iLr开始下降,而励磁电流由于箝位的作用继续上升。在t3~t4时段,开关管Q1、Q5的寄生电容、体二极管分别放电和续流,为实现ZVS做准备。接下来进入负半周期,不再赘述。

(a)模态1[t0~t1]

(b)模态2[t1~t2]

(c)模态3[t2~t3]

(d)模态4[t3~t4]图 3 变换器各模态等效时序图

3 变换器增益特性

谐振变换器的宽电压调节能力通过宽电压增益范围实现。混合双全桥LLC谐振变换器采用定频双移相控制策略,开关频率等于谐振频率。采用基波分析法对该变换器的电压增益特性进行分析。

图 4 谐振变换器等效模型

通过基波分析法,将二次侧等效到一次侧,根据混合双全桥LLC谐振变换器的谐振槽结构,得到变换器交流等效模型(图4)。图4a为该变换器的等效模型,两谐振槽共用谐振电感Lr、谐振电容Cr,两励磁电感vLm1=Lm2,两谐振槽参数设计一致,谐振槽的输入电压均为三电平方波电压,其幅值为Vin。由于谐振槽输入电压一致,并由变压器绕组一次侧并联、二次侧串联叠加的作用,可将等效结构进一步简化如图4b所示,等效为一个谐振槽向二次侧传递能量,其中谐振槽输出电压可等效为2nVo。

由图2知,谐振槽输入电压为三电平方波。结合图4b中变换器等效电路,通过基波分析法,利用傅里叶级数分解得到谐振槽输入电压基频分量

二次侧输出电压Vo折算到一次侧的基频分量

所以电压增益G和移相角θ的关系为:

(1)

由式(1)可知,电压增益G和移相角θ呈现单调上升关系,当0°<θ<180°时,增益变化范围为0

图 5 双移相控制增益曲线图

通过上述分析,电压增益仅与移相角θ相关,而定频控制又使得开关频率始终等于谐振频率,缩小频率调节范围,扩大了增益调节范围。

4 参数设计

混合双全桥LLC谐振变换器主要参数设计如下:输入电压200 V,输出电压0~500 V,额定输出电压250 V,额定功率1 kW,谐振频率100 kHz。采用定频双移相控制,输入侧开关管的开关频率等于串联谐振频率,此时归一化电压增益为1。所以可设定变换器中高频变压器的匝数比。

(2)

(3)

其中,fs为开关频率;fr为串联谐振频率;n为变压器匝数比;Vo为额定输出电压;Vin为输入电压。根据公式(3)可计算变压器的变比

两励磁电感完全相同,但励磁电感的设计会影响到软开关性能。当Lm设计较大时,流过开关管的电流有效值减小,会导致软开关性能丢失,增大开关损耗;当Lm设计较小时,流过电流的有效值随之变大,增大电路的环流损耗。为了减小原边侧电路的传导损耗与开关损耗,励磁电感Lm需要满足原边侧开关管的软开关条件,满足下式:

(4)

其中,Ts为开关周期;td为死区时间;Coss为原边侧开关管的寄生电容,综合考虑可设计励磁电感Lm为80 μH。

交流等效电阻为Rac,并定义谐振电路的品质因数Q:

(5)

(6)

通过上述分析可知电压增益仅与移相角大小有关,品质因数Q的取值不会影响增益的范围。综合考虑,为降低环流,减小传导损耗,Q取0.5。结合公式(2)、(5)、(6),可计算得到谐振电感Lr、谐振电容Cr的值。

为实验的方便以及谐振槽器件实物参数的选取和计算,取谐振电感Lr实际值为17 μH,谐振电容Cr实际值为150 nF,励磁电感Lm实际值为80 μH。

5 实验验证

为验证本文所提方案的有效性,搭建了一台1 kW的样机模型进行验证(图6)。变换器主要参数为:输入电压Vin=200 V;输出电压Vo为0~500 V;谐振电感Lr=17 μH;谐振电容Cr=150 nF;励磁电感Lm1=Lm2=80 μH;变压器匝数比n1=n2=0.8;开关频率fs=fr=100 kHz。

1-变压器1;2-一次侧开关管;3-谐振槽;4-STM32H750VBT6;5-变压器2;6-整流二极管;7-滤波电容图 6 实物图

图7为该混合双全桥LLC谐振变换器在双移相控制策略下谐振槽的关键波形。图7a为移相90°的波形,谐振槽输入电压Uab、Uac呈现三电平方波电压;谐振电流iLr近似为正弦波,有效减小了系统循环电流;谐振电容电压UCr为正弦波。图7b为移相180°的波形,此时两谐振槽的输入电压随着移相角的增大变化为两电平方波电压。谐振电流iLr、谐振电容电压UCr依旧近似正弦波周期性变化,但随着移相角的增大其峰值也逐渐增大,实验波形与理论分析波形一致。

(a)移相90°

(b)移相180°图 7 谐振槽的关键波形

图8为该谐振变换器在不同移相角下的软开关波形。图8a为一次侧开关管在移相角90°时的ZVS波形,图8b为一次侧开关管在移相角180°时的ZVS波形。由图知:开关管Q1、Q3、Q5的漏源极电压降为零后,其控制脉冲才到来,具有良好的软开关特性。由于工作的对称性,开关管Q2、Q4、Q6同样具有良好的ZVS性能。图8c为二次侧整流二极管的ZCS波形。实验波形与理论分析一致,有效验证了该方案的可行性。

(a) 移相90°的ZVS波形

(b) 移相180°的ZVS波形

(c) 整流二极管ZCS波形图 8 软开关波形

图9为本文方案与传统频率控制的LLC谐振变换器谐振槽电流对比波形图,由图可知在频率控制的变换器中,当开关频率偏离谐振频率时存在较大的循环电流。而在本文方案中谐振电流呈现为正弦波,谐振电流与励磁电流仅存在一个交点,有效降低了循环电流及其带来的环流损耗。

图 9 对比波形图

如表2所示,将所提方案与最近的一些宽输出范围拓扑进行比较。结果表明,本方案具有更少的开关管、谐振电感、谐振电容等元件数量,并且采用定频双移相控制有效缩小了开关频率范围,同时实现更宽范围的电压增益。

表2 宽输出范围谐振变换器的比较

5 结论

本文针对宽输出电压范围的应用,提出了一种定频双移相控制策略的新型混合双全桥LLC谐振变换器。该变换器开关频率等于谐振频率,电压增益仅与移相角θ有关,通过改变移相角θ的大小,实现0~2的宽增益范围。解决了传统LLC谐振变换器频率调节范围宽,软开关范围窄的问题。此外,实现一次侧所有开关管的ZVS、二次侧整流管的ZCS,并有效降低了开关损耗和环流损耗。最后,通过实验样机验证了理论分析的可行性,实验结果表明,所提出的变换器具有良好的工作性能,在电动汽车车载充电领域具有广泛的应用前景。

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