宽输出电压范围的混合型LLC谐振变换器研究

潘 健， 石 迪， 刘雨晴

(湖北工业大学电气与电子工程学院，太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室， 湖北 武汉 430068)

传统LLC谐振变换器[1-3]采用频率控制，面对宽电压范围应用时，需要宽的频率调节范围来获得宽增益[4-5]。当开关频率小于谐振频率时，会产生循环电流带来较高的环流损耗，并且开关频率越低，所需变压器的体积会越大；当开关频率大于谐振频率时，电压增益小于1，此时整流管的软开关性能在这个频率范围丢失，导致开关管可实现软开关的频率范围窄。

因此，传统频率控制的LLC谐振变换器无法保证在实现宽增益范围的同时，获得低损耗来维持系统效率。文献[6-7]从结构上改进，提出一种可重构电压倍增整流方式，通过全桥整流、二倍压整流、四倍压整流切换，扩大输出电压范围。然而，引入了额外开关器件，增大了环流导通损耗。并且多模式控制复杂，易产生电流尖峰，不利于模式间的平滑切换。文献[8]提出一种可变变压器匝数比和全半桥结构的混合控制方式，并引入两组双向开关。通过控制开关管的导通方式改变结构，以扩大输出电压范围。但是，电压范围依旧受到结构的限制，无法实现宽输出范围。

1 混合双全桥LLC谐振变换器

1.1 拓扑结构

混合双全桥LLC谐振变换器主电路由逆变单元、谐振单元、变压器和整流电路构成(图1)。

图 1 混合双全桥LLC谐振变换器电路结构

图1中逆变单元由两个全桥逆变器共用开关管Q3、Q4构成三桥臂六开关结构；谐振单元由一组共用的谐振电感Lr、谐振电容Cr和两变压器励磁电感Lm1、Lm2组成；变压器T1、T2的匝数比均为n∶1，两变压器一次侧绕组并联，二次侧绕组串联；二次侧整流二极管D1～D4构成全桥整流电路；Co为输出滤波电容；R为负载；Vo为输出电压。

1.2 调制策略

图2为混合双全桥LLC谐振变换器在定频双移相控制策略下的主要工作波形。各桥臂开关管分别固定占空比互补导通，其中开关Q1、Q2、Q5、Q6为超前臂开关，开关Q3、Q4为滞后臂开关。超前臂与滞后臂夹角为θ，通过定频双移相控制改变移相角θ的大小，改变两谐振槽输入电压。

图 2 变换器主要工作波形

通过双移相控制该混合双全桥LLC谐振变换器在一个开关周期中含有4种驱动状态。各开关管不同控制状态下的两谐振槽的输入电压见表1。其中1代表开通，0代表关断。通过六开关不同状态的组合可实现三种电平状态。

表1 双移相控制的谐振槽输入电压

2 变换器工作原理

由图2可知该混合双全桥LLC谐振变换器在一个开关周期中存在8种工作模态，由于正半周期和负半周期工作方式基本一致，本文仅分析变换器正半周期的工作原理，各模态时序图见图3。

模态1[t0～t1]在t0时刻前为死区时间，由于开关管Q2、Q6寄生电容、体二极管的缓冲和续流作用，开关管Q2、Q6在t0时刻实现ZVS开通。t0～t1段两谐振槽输入电压均为0，谐振电感Lr、谐振电容Cr串联谐振，两励磁电感Lm1、Lm2被输出电压箝位不参与谐振，励磁电流线性上升。谐振电流与励磁电流仅存在一个交点，极大降低了循环电流，一次侧始终向二次侧传递能量。

(4)重复步骤(2)和步骤(3)，直到计算出的可行解满足下列两个条件之一：①两代种群的最佳适应度值相差0.001以内;②种群总数不超过50代。

模态2[t1～t2]t1时刻，开关Q4关断。励磁电感继续被输出电压箝位，励磁电流iLm1、iLm2线性增加，谐振电流iLr由于谐振的作用增加较快。在t1～t2死区时段，开关管Q3的寄生电容进行放电，为ZVS导通做准备。该阶段在t2时刻两谐振槽输入电压由0变为Vin结束。

模态3[t2～t3]t2时刻，开关Q4实现ZVS导通。t2～t3时段，开关管Q2、Q3、Q6导通，两谐振槽输入电压均为Vin，谐振电感Lm和谐振电容Cr谐振，谐振电流iLr，励磁电流iLm1、iLm2均增加。二次侧整流二极管D1、D4导通，一次侧向二次侧继续传递能量。

模态4[t3～t4]t3时刻，开关管Q2、Q6关断，两谐振槽输入电压均由Vin变为0。此时，谐振电流iLr开始下降，而励磁电流由于箝位的作用继续上升。在t3～t4时段，开关管Q1、Q5的寄生电容、体二极管分别放电和续流，为实现ZVS做准备。接下来进入负半周期，不再赘述。

(a)模态1[t0～t1]

(b)模态2[t1～t2]

(c)模态3[t2～t3]

(d)模态4[t3～t4]图 3 变换器各模态等效时序图

3 变换器增益特性

谐振变换器的宽电压调节能力通过宽电压增益范围实现。混合双全桥LLC谐振变换器采用定频双移相控制策略，开关频率等于谐振频率。采用基波分析法对该变换器的电压增益特性进行分析。

图 4 谐振变换器等效模型

通过基波分析法，将二次侧等效到一次侧，根据混合双全桥LLC谐振变换器的谐振槽结构，得到变换器交流等效模型(图4)。图4a为该变换器的等效模型，两谐振槽共用谐振电感Lr、谐振电容Cr，两励磁电感vLm1=Lm2，两谐振槽参数设计一致，谐振槽的输入电压均为三电平方波电压，其幅值为Vin。由于谐振槽输入电压一致，并由变压器绕组一次侧并联、二次侧串联叠加的作用，可将等效结构进一步简化如图4b所示，等效为一个谐振槽向二次侧传递能量，其中谐振槽输出电压可等效为2nVo。

由图2知，谐振槽输入电压为三电平方波。结合图4b中变换器等效电路，通过基波分析法，利用傅里叶级数分解得到谐振槽输入电压基频分量

二次侧输出电压Vo折算到一次侧的基频分量

所以电压增益G和移相角θ的关系为：

(1)

由式(1)可知，电压增益G和移相角θ呈现单调上升关系，当0°<θ<180°时，增益变化范围为0

图 5 双移相控制增益曲线图

通过上述分析，电压增益仅与移相角θ相关，而定频控制又使得开关频率始终等于谐振频率，缩小频率调节范围，扩大了增益调节范围。

4 参数设计

混合双全桥LLC谐振变换器主要参数设计如下：输入电压200 V，输出电压0～500 V，额定输出电压250 V，额定功率1 kW，谐振频率100 kHz。采用定频双移相控制，输入侧开关管的开关频率等于串联谐振频率，此时归一化电压增益为1。所以可设定变换器中高频变压器的匝数比。

(2)

(3)

其中，fs为开关频率;fr为串联谐振频率;n为变压器匝数比;Vo为额定输出电压;Vin为输入电压。根据公式(3)可计算变压器的变比

两励磁电感完全相同，但励磁电感的设计会影响到软开关性能。当Lm设计较大时，流过开关管的电流有效值减小，会导致软开关性能丢失，增大开关损耗；当Lm设计较小时，流过电流的有效值随之变大，增大电路的环流损耗。为了减小原边侧电路的传导损耗与开关损耗，励磁电感Lm需要满足原边侧开关管的软开关条件，满足下式：

(4)

其中，Ts为开关周期;td为死区时间;Coss为原边侧开关管的寄生电容，综合考虑可设计励磁电感Lm为80 μH。

交流等效电阻为Rac，并定义谐振电路的品质因数Q：

(5)

(6)

通过上述分析可知电压增益仅与移相角大小有关，品质因数Q的取值不会影响增益的范围。综合考虑，为降低环流，减小传导损耗，Q取0.5。结合公式(2)、(5)、(6)，可计算得到谐振电感Lr、谐振电容Cr的值。

为实验的方便以及谐振槽器件实物参数的选取和计算，取谐振电感Lr实际值为17 μH，谐振电容Cr实际值为150 nF，励磁电感Lm实际值为80 μH。

5 实验验证

为验证本文所提方案的有效性，搭建了一台1 kW的样机模型进行验证(图6)。变换器主要参数为：输入电压Vin=200 V；输出电压Vo为0～500 V；谐振电感Lr=17 μH；谐振电容Cr=150 nF；励磁电感Lm1=Lm2=80 μH；变压器匝数比n1=n2=0.8；开关频率fs=fr=100 kHz。

1-变压器1；2-一次侧开关管；3-谐振槽；4-STM32H750VBT6；5-变压器2；6-整流二极管；7-滤波电容图 6 实物图

图7为该混合双全桥LLC谐振变换器在双移相控制策略下谐振槽的关键波形。图7a为移相90°的波形，谐振槽输入电压Uab、Uac呈现三电平方波电压；谐振电流iLr近似为正弦波，有效减小了系统循环电流；谐振电容电压UCr为正弦波。图7b为移相180°的波形，此时两谐振槽的输入电压随着移相角的增大变化为两电平方波电压。谐振电流iLr、谐振电容电压UCr依旧近似正弦波周期性变化，但随着移相角的增大其峰值也逐渐增大，实验波形与理论分析波形一致。

(a)移相90°

(b)移相180°图 7 谐振槽的关键波形

图8为该谐振变换器在不同移相角下的软开关波形。图8a为一次侧开关管在移相角90°时的ZVS波形，图8b为一次侧开关管在移相角180°时的ZVS波形。由图知：开关管Q1、Q3、Q5的漏源极电压降为零后，其控制脉冲才到来，具有良好的软开关特性。由于工作的对称性，开关管Q2、Q4、Q6同样具有良好的ZVS性能。图8c为二次侧整流二极管的ZCS波形。实验波形与理论分析一致，有效验证了该方案的可行性。

(a) 移相90°的ZVS波形

(b) 移相180°的ZVS波形

(c) 整流二极管ZCS波形图 8 软开关波形

图9为本文方案与传统频率控制的LLC谐振变换器谐振槽电流对比波形图，由图可知在频率控制的变换器中，当开关频率偏离谐振频率时存在较大的循环电流。而在本文方案中谐振电流呈现为正弦波，谐振电流与励磁电流仅存在一个交点，有效降低了循环电流及其带来的环流损耗。

图 9 对比波形图

如表2所示，将所提方案与最近的一些宽输出范围拓扑进行比较。结果表明，本方案具有更少的开关管、谐振电感、谐振电容等元件数量，并且采用定频双移相控制有效缩小了开关频率范围，同时实现更宽范围的电压增益。

表2 宽输出范围谐振变换器的比较

5 结论

本文针对宽输出电压范围的应用，提出了一种定频双移相控制策略的新型混合双全桥LLC谐振变换器。该变换器开关频率等于谐振频率，电压增益仅与移相角θ有关，通过改变移相角θ的大小，实现0～2的宽增益范围。解决了传统LLC谐振变换器频率调节范围宽，软开关范围窄的问题。此外，实现一次侧所有开关管的ZVS、二次侧整流管的ZCS，并有效降低了开关损耗和环流损耗。最后，通过实验样机验证了理论分析的可行性，实验结果表明，所提出的变换器具有良好的工作性能，在电动汽车车载充电领域具有广泛的应用前景。