基于28 nm 工艺的斜率检测自适应连续时间线性均衡器设计

陆德超 ,吕方旭 ,王和明 ,陈 江 ,郭凯乐

(1.空军工程大学 防空反导学院,陕西 西安 710000;2.中国科学院微电子研究所,北京 100000)

高速串行接口(SerDes)作为芯片、背板和机柜之间数据高速交换的必要组件,其性能的优劣对数据传输的高速发展有着至关重要的影响。而连续时间线性均衡器(CTLE)作为SerDes 系统中接收机模拟前端的核心模块,其对信道均衡补偿的优劣决定了整个SerDes 收发机系统的总体传输速率。

在高速有线通信系统中,信道的非理想效应[1]对信号的传输质量有着越来越重要的影响。由于信道是呈低通特性,信号经过信道后会导致高频信号和低频信号的衰减程度不一致,加之随着数据传输速率的不断提升,当数据速率达到Gbps 以上时,即使是相对较短的铜线,这种低通特性也会导致高频信号严重衰减,进而造成数据的码间干扰[2],致使接收端接收到的数据严重失真,从而降低系统性能并增加误码率。为解决由信道引起的码间干扰问题,恢复出发送端的原始数据,均衡器被广泛应用于高速串行链路中,用于补偿信道的高频损耗,提升接收端的信号质量,以减小误码率。此外,由于信道长度、外部环境等因素的改变也会造成各种不同的信道损耗。为了增加均衡器的灵活适用性,需要实现自适应均衡[3-5]。

为实现自动调节的目的,研究人员已经提出了各种自适应均衡的方法。其中,使用最多的是频谱平衡技术[6-8],该方法一般是使用低通/高通滤波器[9]把判决器前后数据的高低频分量提取出来,然后通过比较数据的高频和低频分量的功率来实现自适应均衡的目的。但采用该方法要严格保证判决器前后信号的幅度一致较为困难。为了解决上述频谱比较结构的缺点,文献[10]从信号频谱本身出发,根据单个频率点频谱做了进一步的改进,提出了频谱自比较结构。该结构不需要判决器模块来整形均衡输出信号,因此不要求信号幅度一致。但此结构中的频率补偿电路的增益调节范围较窄。文献[11]采用另一种自适应方法,这种方法的自适应均衡原理是基于期望的误码率(BER),但该技术要求最初眼图有所张开,而对于损耗严重的信道会致使眼图完全闭合,导致其适用性受到限制。

为实现较宽的增益调节范围和适用于损耗严重的信道,本文采用新的自适应方法,设计了一个基于斜率检测[12]的自适应CTLE 均衡器。该CTLE 的自适应反馈环路通过斜率检测技术来比较限幅放大器[13]的输入/输出信号的斜率,从而生成控制信号去自动调节CTLE 的零极点位置,以便适应不同的信道,达到自适应均衡的目的。仿真结果显示,在28 Gbps 的数据速率下更换不同损耗的信道,该自适应CTLE 均能起到显著的均衡效果。

1 斜率检测自适应CTLE 均衡器整体架构

图1 给出了斜率检测自适应CTLE 均衡器的整体框图,该自适应CTLE 由固定均衡滤波器(CTLE0)、可变均衡滤波器(CTLE1)、两级限幅放大器和自适应模块构成。发送端输出28 Gbps 伪随机码信号(NRZ),该信号经过有损信道作为均衡器的输入。CTLE0 先对输入的失真信号进行预均衡使眼图有所张开,同时有助于扩展带宽。可变CTLE1 补偿因信道长度、外部环境等因素发生改变而造成的各种不同信道损耗,其中低频增益和高频增益由自适应模块中反馈回来的控制电压VCTRL进行调节,以实现自适应。自适应模块中包含一个积分器、两个斜率检测器和一个减法器。最后是限幅放大器,采用两级级联结构有助于提供大增益,目的是把均衡输出信号(VE)整形成一个转换时间小、幅度固定的近理想信号(VD),以便和VE进行斜率比较。

图1 斜率检测自适应CTLE 均衡器整体框图Fig.1 The top block diagram of slope detection adaptive CTLE equalizer

2 斜率检测技术理论分析

图2(a)给出了本文所采用的斜率检测自适应框图,其中每个斜率检测器由两个比较器、一个异或门和一个电压/电流转换器组成。CTLE1 均衡输出信号(VE)、近理想信号(VD)和参考电平(VH、VL)作为斜率检测器的输入信号,其中参考电平要限制在VE和VD的幅度之间。当输入信号VE(VD)在某段时间Δt内位于VH和VL之间时,异或门在对应的时间段内就会输出一个高电平,再经过一个跨导为1 的电压/电流转换器就能生成对应的电流脉冲,如图2(b)所示。该电流脉冲的宽度与信号斜率成反比,斜率越大,生成的脉冲宽度越窄,反之亦然,其中斜率的检测是通过信号的上升沿时间来体现的。当两输入信号的斜率不相同(欠均衡或过均衡)时,电流脉冲宽度不一样,就会有电流差对电容充放电,产生不断变化的控制电压VCTRL去自动调节CTLE1 零极点的位置,以使VE的斜率不断逼近VD的斜率,从而达到最优均衡。当两输入信号斜率相同(达到最优均衡)时,电流脉冲宽度一样,就不会有电流差对电容充放电,此时控制电压趋于稳定,零极点不再变化,自适应调节结束。

图2 (a)斜率检测自适应框图;(b)检测原理Fig.2 (a) The slope detection adaptive block diagram;(b) Detecting principle

3 电路设计

3.1 连续时间线性均衡器

图3(a)给出了零极点固定的传统CTLE0 均衡器,在该均衡器中退化电阻和退化电容的值是固定不变的。均衡的原理可以从频域的角度分析,它是通过衰减低频和增大高频的方式来均衡信号的,此特性刚好与信道相反,可以起抵消信道对信号衰减的作用,如图3(b)所示。该传统均衡器的传输函数为:

图3 (a)连续时间线性均衡器电路;(b)幅频响应Fig.3 (a)The continuous time linear equalizer circuit;(b)Amplitude frequency response

在上述CTLE0 中,均衡器的零极点是固定的,只能针对特定损耗的信道进行均衡,而当更换不同损耗的信道时,该均衡器就不能起到很好的均衡效果。因此,为了能实时跟随信道的变化实现自适应,还设计了一个零极点可调的CTLE1 均衡器,如图4 所示。零极点的调节是通过自适应环路中反馈回来的控制电压VCTRL去改变退化电阻和退化电容的值,进而达到实现调节零极点大小的目的。改变零极点的位置就能调整CTLE1 的传输函数,产生不同的幅频响应(如图5 所示),去补偿不同衰减的信道。

图4 CTLE1 均衡器电路Fig.4 The CTLE1 equalizer circuit

图5 不同控制电压下CTLE1 的幅频响应Fig.5 Frequency response of CTLE1 under different control voltages

图4 实线框中,MOS 管的栅极由反馈回来的VCTRL控制,当管子工作在深线性区时,改变VCTRL就能调节电阻的大小。该管子工作在深线性区时,其等效阻值的近似计算可由式(2)得出:

式中:W和L分别为MOS 管的栅宽和栅长;un为电子迁移率;COX是单位面积的栅氧化层电容;VTH是阈值电压。由式(2)可以知道,随着VGS的变大,RS减小。

图4 虚线框中,采用两个压控背靠背串联的NMOS 管来实现可变退化电容。把两个管子的漏极、源极和衬底给连接起来,使它构成一个两端器件,运用VCTRL来改变栅极与衬底之间的电压,进而改变MOS 管的栅极电容。

3.2 自适应电路

图6 给出了本文采用的自适应电路结构。该电路由两个斜率检测器和一个积分器组成,斜率检测器中的比较器分别由四个差分对(M3～M10)构成,产生相应的电流。电流的传递通过电流镜的方式来精准复制,两个斜率检测器的输出电流差通过由MOS 管M1 和M2 构成的电流减法器来实现,电容C 对电流差进行积分产生控制电压VCTRL。

图6 斜率检测自适应电路Fig.6 The slope detection adaptive circuit

3.3 限幅放大器

图7 给出了限幅放大器电路。采用两级CML 缓冲级联结构的目的是提供大增益,进而把均衡输出信号整形成一个转换时间小、幅度固定的近理想方波信号VD,以便和VE进行斜率比较。但两级级联会使带宽降低,因此需要在带宽和增益之间进行权衡。

图7 限幅放大器电路Fig.7 The limiting amplifier circuit

4 仿真结果

为使仿真更接近于实际,直接把高速背板中信道的S参数提取出来用作有损信道,运用MATLAB 软件仿真信道的S21传输函数如图8 所示。其中虚线的信道长度为40 cm,在奈奎斯特频率14 GHz 处的损耗为21.98 dB;实线的信道长度为25 cm,在14 GHz 处的损耗为15.64 dB。在Cadence IC 软件平台下按照图1整体框图搭建电路,由于数据速率较高,电源电压设置为低压1 V,且所有的MOS 管均采用低阈值管,故采用TSMC 28 nm 技术来搭建电路仿真。发送端输出一个速率为28 Gbps,单位码元间隔(UI)为35.7 ps 的伪随机码信号作为信道输入,该信号经过实线的信道,得到经过信道后的波形如图9(a)所示,可以看到由于信道对高频信号的衰减,致使信号严重失真,会导致眼图完全闭合。为改善信号质量,让该信号先后经过固定CTLE0 和可变CTLE1 进行均衡,当自适应环路达到最优均衡时,得到均衡后信号的波形如图9(b)所示,此时的控制电压VCTRL趋于稳定,如图10 所示。均衡前的信号眼图如图11 所示,均衡后的信号眼图如图12(a)所示,此时眼图的水平张开度达到了34 ps(0.95UI)。为验证该自适应电路针对不同损耗的信道也能起很好的均衡效果,于是更换成衰减更为严重的虚线信道,经过自适应均衡后,眼图依旧达到了32 ps(0.9UI),如图12(b)所示。

图8 信道的S21传输函数Fig.8 S21 transfer function of the channel

图9 (a)均衡前的波形;(b)均衡后的波形Fig.9 (a)Waveform before equalization;(b)Waveform after equalization

图10 控制电压VCTRL波形Fig.10 Control voltage VCTRLwaveform

图11 均衡前的眼图Fig.11 Eye diagram before equalization

图12 均衡后的眼图。(a) L=25 cm;(b) L=40 cm Fig.12 Eye diagram after equalization.(a) L=25 cm;(b) L=40 cm

5 结论

本文设计了一个基于斜率检测的自适应CTLE 均衡器。该自适应均衡器与传统的均衡器相比具有更大的灵活适用性,能跟随不同信道的变化自动调节。仿真结果显示,在28 Gbps 数据速率下更换不同损耗的信道,该自适应CTLE 均能起到显著的均衡效果,经过自适应均衡后眼图的水平张开度均达到了0.9UI 以上。此外,所采用新的自适应方法(斜率检测)与以往的频谱平衡、基于期望误码率等技术相比,其实现自适应均衡的前提条件较低,且对于损耗严重、眼图完全闭合的信道,均衡效果依旧显著。在高速SerDes 收发机系统中采用基于斜率检测方法的CTLE 均衡器,对于整体传输数据速率的提升具有重要意义。