多模可重构陷波超宽带天线设计与研究

南敬昌,王 宛,高明明,程力

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院,辽宁 葫芦岛 125105)

超宽带(Ultra-Wideband,UWB)系统具有数据传输速率高、功耗低等优点,广泛应用于短距离无线通信和个人局域网等领域。超宽带天线作为超宽带系统中至关重要的一个组件,其性能的优劣直接影响到整个超宽带系统性能的优劣,而可重构超宽带天线相较于传统的超宽带天线具有众多无法比拟的优势,因此可重构超宽带天线的研究成为了各研究所和高校的研究热点。

随着2002 年美国联邦通信委员会(FCC)将3.1～10.6 GHz 的频段划分为民用通信领域后,超宽带技术和超宽带天线得到了快速的发展和广泛的应用[1-4],如使用超宽带技术进行的导航测距[5]、室内定位[6]和室内导航[7]等。

由于在UWB 通信系统的工作频带中有多个窄带通信系统占用,例如WLAN 频段陷波、卫星X 波段下行频段等,为了控制窄带通信系统对UWB 通信系统的干扰,Schaubert 提出了“可重构天线” 的概念[8]。

可重构天线主要可分为频率可重构、方向图可重构、极化可重构和混合可重构[9],目前主要采用PIN二极管[10]、变容二极管[11]和MEMS 开关[12]来实现天线的可重构特性。

文献[10]在由带有倒角的矩形接地板、椭圆形辐射贴片和50 Ω 微带馈线组成的超宽带单极子天线的基础上,在50 Ω 微带馈线的两侧加载窄带带通滤波器并在窄带带通滤波器和微带馈线之间及微带馈线中加载PIN 二极管,设计了一款可应用于UWB/WLAN 的可重构滤波天线,但该天线尺寸较大,结构复杂,不易集成设计;文献[13]通过改进矩形接地板拓宽了单极子天线的阻抗带宽(3～13.8 GHz),在辐射贴片开槽和在微带馈线开U 型槽分别实现了WiMAX 和WLAN 频段的陷波,并在两个陷波频段结构处添加PIN 二极管,通过控制PIN 二极管的通断设计了一款应用于UWB的可调双陷波的可重构单极子天线;文献[14]在由吉他形状的辐射贴片和带有矩形槽的倒角矩形接地平面组成的超宽带天线(阻抗带宽为3.36～39.61 GHz)的基础上,使用PIN 二极管在辐射贴片上生成了三个可滤除WiMAX、WLAN 和卫星X 波段下行频段的带阻滤波器,形成了一款三陷波可重构超宽带天线,该天线结构虽然简单,但文献中未给出PIN 二极管的偏置电路设计方法。

本文提出了一款尺寸为30 mm×30 mm×1 mm 的可重构陷波超宽带天线,通过在微带馈线的两侧引入不同长度的L 型开路枝节可实现在WLAN 和卫星X 波段下行频段处的陷波,通过控制PIN 二极管的通/断可使天线工作在超宽带频段(3.1～11 GHz)、WLAN 频段陷波、卫星X 波段下行频段陷波和双陷波4 种模式。仿真与实测表明,所设计的可重构天线在通频带内具有较好的辐射特性,可用于短距离高速无线通信、无线个人局域网和高精度超宽带测距与定位等。

1 频率可重构天线设计

1.1 超宽带天线设计

超宽带天线结构如图1 所示,该结构共分为3 层:上层由半椭形辐射单元和宽度为Wf的50 Ω 微带馈线组成,半椭形辐射单元由边长为2a的等边三角形、半径为r的半圆形和半径为R的扇形组成;中间层为厚度为1 mm,相对介电常数为4.4,损耗角正切为0.0018 的FR4 介质基板;下层为上边缘两侧切角的接地板。使用HFSS 电磁仿真软件对超宽带天线进行仿真优化,优化后的天线尺寸如表1 所示。

表1 天线尺寸Tab.1 The dimensions of antenna mm

图1 超宽带天线结构图Fig.1 UWB antenna structure diagram

本文所设计的天线由50 Ω 微带馈线进行馈电,微带馈线的宽度可由式(1)和(2)确定:

式中:Zf为自由空间波阻抗;εeff为介质基板的等效介电常数;h为介质基板的厚度;w为微带馈线的宽度;εr为介质基板的相对介电常数。通过式(1)计算可得微带馈线的宽度为1.92 mm,经过仿真软件进行仿真优化,最终确定50 Ω 微带馈线的宽度Wf取1.9 mm。图2 为超宽带天线电压驻波比(VSWR)的仿真数据,可以看出,该超宽带天线可工作在大于3.1 GHz 的频段内。

图2 超宽带天线的电压驻波比Fig.2 VSWR of UWB antenna

1.2 双陷波超宽带天线设计

基于图1 中超宽带天线的结构,在该超宽带天线50 Ω 馈线两侧分别加载长度为L1和L2的L 型开路谐振枝节,耦合微带线与50 Ω 微带馈线之间的耦合间距为G,50 Ω 馈线两侧的L 型枝节关于50 Ω 馈线对称,其目的是增强陷波频段的谐振强度。耦合微带线及L 型开路枝节的宽度均为Wl。双陷波超宽带天线结构如图3 所示。

图3 双陷波超宽带天线结构图Fig.3 Double-notch UWB antenna structure diagram

通过合理调节L 型开路枝节的长度,可使天线在特定频段实现陷波特性。L 型枝节的长度可由式(3)确定。

式中:L为L 型开路枝节的长度;c为光速;λ为波长;f为工作频率。为实现该天线在中心频率5.5 GHz和7.5 GHz 处产生陷波,通过式(3)可计算得到L1=6.1 mm 和L2=8.3 mm。图4 为不同长度L1和L2对应的反射系数(S11)对比图。从图4 可以看出,随着L 型开路枝节长度的减小,陷波的频段会向高频段处移动。最终,通过优化可得L1和L2的实际长度分别为8.35 mm 和10.75 mm。

图4 不同长度L 型枝节的S11对比图Fig.4 S11 comparison chart of different length L-shaped branches

图5 为仅在50 Ω 馈线一侧有L 型枝节和50 Ω 馈线两侧均有L 型枝节的S11对比图。从图5 可以看出,50 Ω 馈线两侧均有L 型枝节的反射系数要大于仅在50 Ω 馈线一侧有L 型枝节的反射系数,说明50 Ω 馈线两侧均有L 型枝节可以更加有效地抑制陷波频段。

图5 单/双侧L 型枝节的S11对比图Fig.5 S11 comparison chart of single/double L-shaped branches

1.3 可重构天线设计

通过控制图3 中50 Ω 馈线两侧的L 型枝节是否接入网络,可使该陷波超宽带天线具有可重构特性。图6为加载了偏置网络的可重构天线结构图。通过在耦合微带线与L 型开路枝节之间加载射频PIN 二极管,并通过偏置网络控制二极管两端的偏置电压,可有效控制L 型枝节是否能够接入网络,从而实现天线的可重构特性。

图6 可重构天线结构图Fig.6 Reconfigurable antenna structure diagram

本文使用M/A-COM 公司型号为MA4AGBLP912的PIN 二极管,从PIN 二极管的数据手册中可知,该PIN 二极管具有较小的电感Ls,在正向偏置时具有较小正向偏置电阻Rs为5.2 Ω;在反向偏置时具有较小的反向隔离电容Ct为0.018 pF,且具有较大的反向偏置电阻Rp,其开/关状态下的等效模型如图7(a)所示。该PIN二极管可工作在微波频段且具有2～3 ns 的开关速度,故可用于本文提出的可重构天线设计。

为了控制PIN 二极管的工作状态,需要为加载到天线陷波结构中的PIN 二极管设置直流偏置网络,其直流偏置电路原理图如图7(b)所示。在偏置网络中,为了限制通过二极管的电流,需要设置一个阻值为R(220 Ω)的电阻;电感L(30 nH)和高阻抗偏置线则是为了扼制射频信号进入直流偏置电路;电容C(2.2 pF)则是为了去除直流电源的高频分量,提高二极管工作的稳定性。

图7 (a)PIN 二极管等效模型;(b)直流偏置电路原理图Fig.7 (a)PIN diode equivalent model;(b)Schematic diagram of DC bias circuit

通过控制不同的二极管的通断,可使该天线工作在4 种模式,其工作模式如表2 所示。当二极管D1、D2、D3 和D4 均处于导通状态时(Case 1),该天线将拥有两个陷波频段,分别为WLAN 和卫星X 波段下行频段;当二极管D1 和D3 导通,D2 和D4 断开时(Case 2),该天线在WLAN 频段内实现陷波;当二极管D1 和D3 断开,D2 和D4 导通时(Case 3),该天线在卫星X 波段下行频段内实现陷波;当二极管D1、D2、D3 和D4 均处于断开状态时(Case 4),该天线工作在超宽带频段为3.1～11.1 GHz。

表2 可重构天线的工作模式Tab.2 Operating mode of reconfigurable antenna

2 实验结果分析

2.1 实测结果

制作的可重构天线实物如图8 所示,在天线偏置网络的对应位置分别焊接了电感、电容、电阻和PIN二极管,图中白色导线连接直流电源的正极,黑色导线连接直流电源的负极,并将SMA 接头连接到天线的50 Ω 微带馈线末端。采用Agilent E5063A 矢量网络分析仪测试本文所设计的可重构天线在不同状态时的S11,测试结果如图9 所示。当二极管D1、D3、D2 和D4 同时导通,天线工作在双陷波状态(Case 1),此时天线对WLAN 频段(5.2～5.9 GHz)和卫星X 波段(6.8～7.8 GHz)的干扰具有较好的抑制作用;当二极管D1 和D3 处于导通状态,D2 和D4 处于断开状态时,天线工作在单陷波状态(Case 2),此时天线仅对WLAN 频段(5.2～5.9 GHz)的干扰具有较好的抑制作用;当二极管D1 和D3 处于断开状态,D2 和D4 处于导通状态时,天线工作在单陷波状态(Case 3),此时天线只对卫星X 波段(6.8～7.8 GHz)的干扰具有较好的抑制作用;当二极管D1、D3、D2 和D4 同时处于断开状态时,天线可工作在3.1～11 GHz 的超宽带频段内(Case 4)。

图8 可重构天线实物图Fig.8 The physical diagram of reconfigurable antenna

图9 天线工作在不同状态下的测试结果Fig.9 Measured result of antenna working in different states

2.2 表面电流和阻抗分析

为了说明天线的工作原理,图10(a)为天线在3.5 GHz 频点处的表面电流分布图,从图中可以看出,电流均匀分布在天线的表面,表明天线在该频点处具有良好的辐射特性。图10(b)为5.5 GHz 频点处的天线表面电流分布图,从图中可以看出,在5.5 GHz 频点处,电流主要分布在天线下半部分L 型开路枝节处。而在7.5 GHz 频点处(图10(c)),电流主要分布在天线上半部分L 型开路枝节处。该现象表明当L 型开路枝节的长度为陷波中心频率所对应波长的1/4 时,天线在陷波中心频率处阻抗接近0,故而表面电流聚集较多,使得天线在该频段范围内不能有效地将能量辐射到空间中,从而使得该天线在这些频段内产生陷波,达到了抑制干扰的目的。图11 为天线端口阻抗图,从图11 可以看出,在中心频率为5.5 GHz 和7.5 GHz 的频段内,其实部阻抗和虚部阻抗均接近0,这也表明了天线在这两个频段内处于失配状态,不能进行有效的辐射。

图10 表面电流分布图。(a)3.5 GHz;(b)5.5 GHz;(c)7.5 GHzFig.10 Surface current distributions.(a)3.5 GHz;(b)5.5 GHz;(c)7.5 GHz

图11 天线端口阻抗图Fig.11 Antenna port impedance diagram

2.3 辐射特性及增益分析

为了说明本文设计的可重构超宽带天线在工作频带内具有全向辐射的特性,图12 为在3.5,6.5 和9 GHz 三个频点处仿真和测量的天线远场E 面和H 面辐射方向图。从图12 的E 面方向图中可以看出在三个频点处方向图均近似为“8” 字形,而在三个频点处H面方向图近似为圆形,表明本文所设计的天线在工作频带内具有良好的全向辐射特性,可应用于各种UWB无线通信系统中。

图12 仿真和测量的天线方向图。(a)3.5 GHz;(b)6.5 GHz;(c)9 GHzFig.12 Simulated and measured antennas patterns.(a)3.5 GHz;(b)6.5 GHz;(c)9 GHz

图13 为天线在Case 1 和Case 4 状态下的增益曲线。从图13 可以看出,当天线工作在超宽带状态(Case 4)时,天线在3～11 GHz 频段内增益稳定在2～4 dBi。当天线工作在双陷波状态(Case 1)时,天线在陷波中心频点5.5 GHz 和7.3 GHz 处的增益急剧下降,分别达到-3.4 dBi 和-3.3 dBi,而在陷波频段之外则具有和天线Case 4 状态时相似大小的增益。

图13 天线Case 1 和Case 4 的增益测试结果Fig.13 Measured gain of antenna Case 1 and Case 4

表3 为本文天线与其他文献天线的性能对比。从表3 可以看出,与文献中所提出的可重构天线结构和所使用的可重构方式相比,本文所提出的可重构超宽带天线的尺寸明显减小,并在天线本体外围设计控制PIN 二极管通断所需的直流偏置电路,无需额外的控制电路,结构简单,易于实现,且可灵活选择天线工作的模式,符合目前无线通信设备小型化和智能化的需求。

表3 本文天线与文献中天线对比Tab.3 Comparison of antennas in references and this paper

3 结论

本文提出了一款采用PIN 二极管作为开关的可重构陷波超宽带天线,经理论计算和仿真优化,验证了L 型开路枝节具有频率抑制作用,通过控制加载在耦合线和L 型开路枝节之间的PIN 二极管的通断,可使该天线在UWB、单陷波和双陷波状态之间高速切换。实测结果表明,该天线在工作频段内S11小于-10 dB,增益稳定在2～4 dBi,且具有良好的全向辐射特性,可应用于超宽带无线通信系统中。