小型高带外抑制SRR-DGS 滤波器设计

张友俊,王龙冠

(上海海事大学 信息工程学院,上海 201306)

随着现代通信技术的不断发展,频段日益紧张,频段间干扰增强,促使滤波器朝着小型化、高频带选择性和高带外噪声抑制的方向发展。由于微带滤波器具有频带宽、易集成、易加工和低成本等优点,使其在微波领域得到了非常广泛的应用[1-2]。

鉴于传统滤波器存在尺寸大、损耗高和带外噪声大的问题,诸多学者对此做出了大量研究。阶梯阻抗谐振器(Stepped Impedance Resonator,SIR)[3-5]是最常见的微波滤波器设计形式,与传统的均匀阻抗谐振器不同,阶梯阻抗谐振器不仅可以实现更小的尺寸,而且可以将寄生通带向高频推移,从而实现高带外噪声抑制。文献[6-7]对阶梯阻抗谐振器的多模谐振特性进行了研究,通过在滤波器的带外引入多个传输零点,提高了滤波器的高频噪声抑制能力。此外,缺陷地结构(Defected Ground Structure,DGS)[8-11]也常被用于微带滤波器中,利用其宽禁带带隙的特性,提高了滤波器的带外抑制能力。由于DGS 结构一般是通过在接地板上刻蚀缺陷图案形成的,因此可以提高滤波器结构的紧凑性。综上所述,虽然诸多学者对此做出了研究和改善,设计一种适用于手持式应用的超紧凑、高带外抑制的小型化滤波器仍然是微带带通滤波器设计领域的一个具有挑战性的课题。

基于阶梯阻抗开口环谐振器(Split-Ring Resonator,SRR)[12-13],结合缺陷地结构,本文设计了一款低损耗、小尺寸和高带外抑制的微带带通滤波器。滤波器的尺寸为42 mm×20 mm×1.0 mm,该滤波器工作于WLAN 频段(中心频率为2.45 GHz),带内损耗在-1.5 dB 以内,回波损耗小于-15 dB,在2.58 GHz与3.08 GHz 处分别出现了两个传输零点,使滤波器在3.5 GHz 频带内的带外抑制达到-20 dB。通过HFSS仿真软件的优化,加工了实物,对该滤波器进行测试表明,实际结果与仿真结果吻合良好。

1 滤波器设计

1.1 阶梯阻抗折叠型开口环谐振器

图1 所示为微带开口谐振环的几种类型。图1(a)所示为传统的开口谐振环结构,具有1/2 波长微带线特性,谐振频率随微带线长度的增加而增加;图1(b)所示为改良的折叠型开口谐振环,与传统的开口环谐振器相比,折叠型的开口环在不增加整体尺寸的前提下,增加了微带线的总长度,并提高了开口环的耦合强度,因此具有更高的紧凑性。

图1 开口环谐振器结构Fig.1 Structure of split-ring resonator

本设计采用新型的阶梯阻抗折叠型开口环谐振器,如图1(c)所示,通过合理调节微带线的阻抗可以使杂散谐波远离基频,提高滤波器的高频噪声抑制能力。

1.2 二阶滤波器设计

采用阶梯阻抗折叠型开口环谐振器,设计了一款二阶开口环微带滤波器,如图2 所示。

图2 二阶开口环滤波器Fig.2 Second-order split-ring filter

本文设计的微带滤波器输入输出采用抽头馈电的形式,抽头馈电与谐振器之间的耦合系数(滤波器外部品质因数Q)与两者之间的相对位置有关,抽头馈电结构如图3 所示。

图3 抽头馈电结构Fig.3 Tapped-line feeding structure

调节抽头馈电与谐振器之间的间距T,可以得到外部品质因数Q值随间距T变化的曲线。结果如图4所示,当间距从0.4 mm 增加到1.6 mm 时,耦合系数由25.2 增加到32.6。

图4 外部Q 值随间距T 变化的曲线Fig.4 The change of external Q value with spacing T value

由图2 可以看出,该二阶滤波器采用两个阶梯阻抗折叠型开口环谐振器开口相对的形式,谐振器之间的耦合方式为电耦合[14-15]。电耦合的等效电路模型如图5 所示。

图5 电耦合谐振器电路Fig.5 Electrically coupled resonator circuit

由图5 可以看出,两个谐振器之间通过耦合电容Cm实现容性耦合,图中L、C 分别为谐振器的自电感以及自电容。该电路模型的耦合元件通过J 导纳变换可以等效为如图5(b)所示的π 形网络,由一个并联电容Cm和两个串联电容-Cm组成。在T1-与T2-T2′参考面之间,可以看作一个二端口网络,其电路方程为:

将图5 中的对称面T-T′分别用一个电壁(短路)或一个磁壁(开路)所替代,则得到两个谐振频率与电耦合系数:

式中:fe与fm分别表示电耦合与磁耦合控制的频率;ke表示电耦合系数。由式(5)可知,电耦合系数由耦合电容Cm确定,与耦合电感无关。

通过调节谐振器之间的间距D,可以得到不同间距时的谐振频率,计算得到耦合系数随间距变换的曲线。仿真结果如图6 所示,当间距从0.2 mm 增加到1.0 mm 时,耦合系数由1.17 降低到0.48。

图6 KX随间距D 变化的曲线Fig.6 The change of KX value with spacing D value

结合以上分析的结果,利用仿真软件对该二阶滤波器进行优化,最终设计得到的滤波器各项物理参数如表1 所示。

表1 滤波器结构尺寸Tab.1 Filter structure size

该滤波器的耦合系数和外部品质因数分别为0.82和25.6。滤波器的S参数仿真结果如图7 所示,该滤波器的中心频率为2.45 GHz,在2.36 GHz 到2.58 GHz 通带范围内插入损耗小于1.0 dB,回波损耗大于10 dB。

图7 滤波器S 参数Fig.7 Filter S parameters

由图7 中可以看出,虽然该滤波器在2.59 GHz 处引入了一个传输零点,但由于寄生通带的影响,滤波器的高频带外抑制较差,容易受到噪声的影响。为了解决这个问题,本文设计了基于开口谐振环的缺陷地结构,如图8 所示。

图8 DGS 结构示意图Fig.8 Schematic diagram of DGS structure

该DGS 结构具有带阻特性,可以在滤波器的带外引入一个传输零点,零点频率主要与开口环结构的长度和开口间距有关。单独对该DGS 结构进行仿真,得到传输零点频率随开口环长度(a/b)变化的曲线,结果如图9 所示。

由图9 可以看出,该DGS 引入的传输零点的频率随开口环长度的增加而减小。而且,传输零点具有较高的品质因数,不会影响带通滤波器的通带性能。图10所示为带通滤波器与DGS 结构的S21参数结果,可以看出,当谐振频率为3 GHz 时,引入的零点可以显著提高滤波器的带外性能,并且不会对通带特性造成影响。

图9 传输零点频率随开口环长度变化曲线Fig.9 Transmission zero frequency curves with the changing length of the split ring

图10 SRR 滤波器与DGS 结构的S21参数Fig.10 S21 parameters of SRR filter and DGS structure

2 滤波器的制作与测试

在原二阶滤波器中引入该DGS 结构,最终得到滤波器的模型,如图11 所示。

图11 SRR-DGS 滤波器结构示意图Fig.11 Schematic diagram of SRR-DGS filter structure

该滤波器的S参数仿真结果如图12 和图13 所示。

图12 SRR-DGS 滤波器S 参数Fig.12 S parameters of SRR-DGS filter

图13 引入DGS 结构前后对比Fig.13 Comparison before and after the introduction of GDS structure

如图13 所示,将引入SRR-DGS 结构的滤波器与原滤波器的仿真结果相比可以看出,DGS 结构在3.0 GHz 处引入了一个-64 dB 传输零点,原滤波器在2.5 GHz 到3.5 GHz 范围内的带外抑制为-6 dB,SRRDGS 滤波器的带外抑制为-15 dB,该结果证明了DGS结构设计的有效性。

基于成熟的印制电路板工艺,选取相对介电常数εr为2.65,对图11 所设计的SRR-DGS 滤波器进行加工,所得滤波器实物的正面和背面如图14 所示。

图14 滤波器实物图Fig.14 Physical diagram of filter

利用矢量网络分析仪对该滤波器的S参数进行了测试,并且将测试与仿真的结果进行了对比验证。结果如图15 所示。测试得到的滤波器中心频率为2.45 GHz,通带内插入损耗小于2.50 dB,回波损耗大于18.9 dB,传输零点的频率分别为2.58 GHz 和2.79 GHz。

图15 仿真与测试结果对比Fig.15 Comparison of simulation and test results

以上结果表明:仿真与测试的结果具有良好的一致性,两者之间的误差主要是由基板、加工误差和SMA 接头的焊接误差造成的。

3 结论

本文提出并设计了一款基于折叠型开口环的微带带通滤波器。该滤波器通过阶梯阻抗开口环谐振器和缺陷地结构在滤波器的带外引入了两个传输零点,提高了滤波器的高频带外抑制能力,并且保证了通带性能和结构的紧凑特性。通过对实物进行加工测试,实测结果与仿真基本一致,验证了设计方法的可行性。该滤波器的尺寸为42 mm×20 mm,满足了小型化和高带外抑制的要求。因此,该滤波器的高带外抑制性能和紧凑的尺寸使其在现有的无线通信应用中具有很好的集成潜力。