高速无刷直流电机无滤波延迟换相控制方法

姚元鑫，刘兴林，陈 哲，焦宁飞，谭 博

(1.航空工业贵阳航空电机有限公司，贵阳 550009；2.陕西省微特电机及驱动技术重点实验室，西北工业大学 自动化学院，西安 710072；3.西安工业大学 电信学院，西安 710021)

0 引 言

采用电子换相代替机械换相的无刷直流电机具有可靠性高和效率高的优势[1]，得到了广泛应用。在航空和航天等应用场合，受到应用环境限制，出于安全考虑，电机的位置传感器通常被省略，例如浸油式油泵电机和超高速推进电机等[2]。无位置传感器无刷直流电机的控制方法主要包括反电势过零点检测法、端电压比较法和三次谐波法等。其中，反电势过零点检测法是当前较常用的无位置控制方法[3]。

反电势的过零点会受到相电流续流过程的干扰，导致反电势过零点检测的失效。针对该问题，学者们主要采用硬件滤波、软件滤波、滑模观测器、基于线反电势过零点等方法。文献[4]研究了硬件检测电路对反电势过零点信号延迟角度的影响，然而该方法会导致反电势过零点的延迟，并且延迟时间与电机的转速耦合。文献[5]提出了一种软件滤波的方法，该方法基于驱动规律和电流续流路径避开干扰区间采集模拟量，但是该方法对模数转换器(A/D)的采集速度和时序提出了挑战。文献[6]和[7]分别研究了基于光滑双曲正切函数和全局快速终端的滑模观测器的无位置传感器控制策略，但较难解决滑模观测器自身存在的抖动问题。文献[8]对反电势过零点方法进行优化，采用线反电势过零判断的方法以得到换相点，然而线电压的采集受到功率管开关状态的制约。除此之外，还包括对反电势三次谐波的滤波和相位补偿方法[9]，和基于非导通相电压随转子位置波动特性的转子位置区间估计的方法[10]。

综上所述，传统的减小反电势过零点干扰的方法要么存在较难补偿的滤波延迟，要么需要较复杂的硬件平台。针对该问题，论文提出一种无滤波延迟的换相方法。该方法根据干扰信号的特征，设计一个延迟时间可调节的窗口滤波器。由该窗口滤波器采集三相端电压，获取清晰的反电势过零点。将该过零点延迟30度电角度，并补偿窗口滤波器设置的延迟时间，从而得到电机准确的换相点。最后，以一个24 V的无刷直流电机作为测试对象，搭建了基于FPGA和DSP的实验平台对所提出的方法进行验证。

1 端电压的特征分析

基于端电压的反电势过零点检测是常用的方法之一，其原理为通过检测非激励相的端电压，将该电压与1/2母线电压对比得到反电势的过零点，再将过零点延迟30°电角度获得电机理想的换相点。然而端电压容易受到PWM和换相续流的影响，虽然低通滤波器可以抑制谐波，但是会带来相位延迟。幸运地，高速无刷直流电机通常采用前级Buck电路调压，后级三相全桥逆变器换相的拓扑结构，如图1所示。端电压的干扰脉冲主要来自于换相续流。

在非换相阶段，当T1和T6导通时，三相电压方程可以表示为

(1)

uMa,uMb和uMc分别是三相端电压，ia，ib和ic分别是三相电流，ea，eb和ec分别是三相反电势，R是电机相电阻，L是电机相电感。uMa，uMb和uMc可以表示为

(2)

uN是中性点电压，忽略管压降。此时，ia=-ib，uMa=U，uMb=0，可以得到

(3)

由(2)和(3)得

(4)

无刷直流电机的实际反电势可以表示为反电势基波和多次谐波的合成，假设电机三相绕组对称，电机的三相反电势的傅里叶展开为

(5)

A1是反电势基波电压的幅值，A2n+1是第2n+1次电压的幅值，θ是电机转子的电角度，当θ=2π/3或θ=-π/3时，

(6)

(4)可以表示为

(7)

因此可以通过C相端电压与U/2比较就可以得到C相反电势的过零点，如图2中的黑点所示。uZPa,uZPb和uZPc分别是三相反电势的过零点信号。

图3 C相续流时的等效电路

在换相阶段，当T2关断和D5续流时，其简化的电路如图3所示。三相端电压方程可以表示为

(8)

由于uMc=U，换向过程将干扰端电压，导致反电动势过零检测失败，如图2所示。

2 干扰脉冲的宽度分析

以AB向AC换相为例分析换相过程对反电势过零点的影响。在t0时刻，C相电流开始增加，换相开始。在t1时刻，B相电流降为0，换相过程结束，如图4所示。

图4 反电势、驱动信号和相电流示意图

在换相期间，A和B相的等效电路如图5所示。忽略开关器件的压降，电路方程为

图5 换相期间B相等效电路图

(9)

B和C相的等效电路图如图6所示，其电路方程为

(10)

图6 换相期间C相等效电路图

三相电流之和为零，由式(9)与式(10)可以得到

(11)

B相电流在t1时续流结束，将ib=0代入式(11)，可以得到干扰脉冲的宽度Δt

(12)

由式(12)可以看出，ΔT与电机的参数和工况密切相关。

3 所提出方法的原理

论文所提出的无滤波延迟的换相方法如图7所示，首先，根据导通逻辑采集关断相的过零点uZPx(x=a,b,c)。其次，采用窗口滤波器对uZPx滤波，得到SFx。窗口滤波器的延迟时间TF，可以根据电机的参数、实时转速ω和设定的最大峰值相电流imax由(12)计算得到，并考虑一定的余量。再次，由SFx计算出T30°和电机转速反馈ω，T30°是30°电角度的时间。速度环根据速度给定ωref的ω，产生一路PWM信号控制Buck电路，实现速度闭环。最后，将SFx延迟TD之后产生SSx。TD是总延迟时间，等于T30°-TF。逻辑合成电路根据SSx实现电机的换相。图中，Vdc是外部供电电压，U是三相全桥的供电电压。

图7 所提出的无滤波延迟换相方法

4 实 验

4.1 实验平台搭建

为了验证所提出的方法，搭建实验平台如图8所示。主要包括测试电机、磁粉加载台和设计的控制功率板。测试电机的参数如表1所示。通过调节磁粉加载台的励磁电流可以实现对电机的加载。

图8 实验平台

表1 实验测试用的电机参数

参 数参数值额定电压/V24额定转矩/Nm0.02额定转速/r·min-130000线电阻/Ω0.60线电感/mH0.075极对数2

设计的功率驱动板的功能框图如图9所示。过零点采集电路根据电机的三相端电压uMx和Buck变换器的输出电压U产生uZPx。EP4CE6E22C8N作为FPGA，其功能包括uZPx的窗口滤波，30°电角度的计算，反电势过零点的30°延迟和滤波补偿，以及电机的逻辑换相、转速计算和起动。电机起动采用经典的三段式起动方法，包括预定位，变频启动和自同步三部分。TMS320F28335作为DSP，通过双向并行总线接收FPGA的电机转速，并根据式(12)，电机的参数和最大峰值相电流计算窗口滤波的TF，并经该总线将其发送给FPGA。在计算过程中，最大峰值相电流设定为5 A，并考虑1.5倍的时间余量。当电机在额定转速时，窗口滤波器的固定延迟时间设置为49 μs。当电机在1/2额定转速时，窗口滤波器的固定延迟时间设置为90 μs。DSP还根据FPGA反馈的电机转速和速度给定实现PWM的计算，用于调节Buck电路的输出电压。Buck的开关频率设定为30 kHz。

为了检验所提出方法的效果，将计算出来的位置信号与实际的Hall位置信号进行对比。

图9 控制板的功能框图

4.2 实验结果

图10、图11和图12分别是三种工况下的A相电流、反电势过零点uZPa、A相移相补偿后的信号SSa和A相的Hall信号Ha。从以上波形可以看出以下三点：

图10 额定负载，额定转速下的实验波形

图11 额定负载，1/2额定转速下的实验波形

图12 1/2额定负载，额定转速下的实验波形

(1)换相续流的持续时间与电机的负载和转速有关。转速恒定时，负载越大，续流时间越长。负载不变时，转速越低，续流时间就越长。

(2)换相续流过程会对反电势的过零点产生干扰，采用延时时间可控的窗口滤波器可以消除该干扰。

(3)SSa和Ha保持同步。

5 结 论

论文提出了一种无刷直流电机无滤波延迟的换相方法，该方法基于续流过程的规律，设计了一个延迟时间可控的窗口滤波器。通过该窗口滤波器采集非导通相的端电压，获取清晰的反电势过零点。对该反电势过零点进行30°电角度的延迟，并补偿在窗口滤波器中设置的延迟时间，从而得到电机理想的换相点。实验结果表明，论文所提出的方法能够在较宽的运行工况下解决无刷直流电机换相续流对过零点的干扰问题，具有无滤波延迟的优势，从而有利于提高电机的效率。