星接三相二极管H桥级联变换器分析与设计

张 衡，王 聪，庄 园，侯丽楠

（中国矿业大学（北京）机电与信息工程学院，北京 100083）

多电平级联变换器是高压大功率变流领域中的研究热点，多电平级联变换器拓扑主要包括飞跨电容型、二极管钳位型、全控H桥级联型和二极管H桥级联型[1-5]。相比其他两种拓扑，全控H桥式和二极管H桥式级联多电平拓扑具有模块化、易扩展及无需控制电容中点电压平衡等优点[6-9]。二极管H桥级联多电平变换器相比全控H桥级联多电平变换器使用了更少的全控开关管，因此具有更低的开关损耗、更高的运行效率、更简单的散热系统和更低的成本等优势[10-13]，又由于约70%的工业实际应用场合中（如：风机等），能量都是单向流动，因此，二极管H桥级联多电平变换器在工业上具有广泛的应用前景，文献[14]中指出，由于电感位于二极管整流后级，整流过程中在某种工况下某个或多个电感中的电流会经过开关管和对应二极管整流桥形成环流，使这些二极管整流桥交流侧电压为0，从而导致级联的其他模块中二极管整流桥承受全部的电源电压，失去了通过级联二极管降低二极管耐压值的意义，因此，电感需位于变换器进线端。

1 单相二极管H桥工作原理

文献[15]中研究了单相二极管H桥级联多电平变换器的整流级的工作原理，提出并验证了单相二极管H桥级联多电平变换器本质上不能实现单位功率因数运行的观点。单相二极管H桥整流器拓扑如图1所示。

图1 单相二极管H桥整流器Fig.1 Single-phase diode H-bridge rectifier

由于单相变换器的二极管H桥交流侧电压ucon与电流方向关联，即电流方向为正时，ucon为正或0；电流方向为负时，ucon为负或0。如果要求输入电流is与us电源电压同相位，则电压ucon相位应滞后于输入电流is，如图2所示。而由于前面所述关联性，当电流is从正方向过零点到负方向 （或由负到正）时，整流桥交流端电压ucon无法产生与电流is方向相反的正（或负）方向电压而只能为0，从而造成电流发生畸变，如图3所示。若使得输入电流is与整流桥交流端电压ucon同相位，电流可为标准正弦波形，但是电路将只能以滞后的功率因数运行。

本文在上述针对单相二极管H桥级联多电平变换器研究的基础上，对星形接法的三相二极管H桥级联多电平变换器的整流级进行了讨论。分析了星形接法的三相二极管H桥级联多电平变换器整流级的每一相基本整流模块即使存在上述关联性问题，但仍然可以实现三相单位功率因数运行的基本原理，并通过相量法得到了系统升压比限制条件，给出了系统输入电感和输出电容的参数设计方法，并通过PSIM软件仿真验证了所提控制策略的可行性和正确性。

图2 整流器单位功率运行相量Fig.2 Vectors of rectifier running at unit power

图3 单相二极管H桥整流器电流波形Fig.3 Current waveform of single-phase diode H-bridge rectifier

2 拓扑结构和工作原理分析

星接三相二极管H桥级联多电平中高压变频器一种典型结构如图4所示。

图4 三相二极管H桥级联多电平中高压变换器Fig.4 Three-phase diode H-bridge cascaded multilevel medium/high voltage converter

星形接法的三相二极管H桥级联多电平变换器整流级每一相都有多个二极管H桥模块级联，在实际控制中，每相的多个级联模块的控制信号是通过将此相的控制信号进行移相得到的。因此，在进行三相分析时，为了简化分析，可以把每相整体看成一个二极管H桥，如图5所示。

简化后，星形接法的三相二极管H桥级联多电平变换器整流级的数学模型为

图5 简化后的三相二极管H桥级联变换器整流级Fig.5 Simplified rectifier stage of three-phase diode H-bridge cascaded converter

式中：Lk、ik（k=a，b，c）分别为进线电感和进线电流；ek（k=a，b，c）为三相输入电压；ukn（k=a，b，c）为二极管交流侧到三相二极管中性点电压；ukN（k=a，b，c）为二极管交流侧到电容中性点电压。

式中：C 为输出端电容；udck（k=a，b，c）为直流端电容电压；Rk（k=a，b，c）为三相直流端负载。

在理想情况下，当三相负载平衡时，控制直流输出电压均衡为Udc，则每相二极管H桥交流输入侧电压 uan、ubn、ucn分别为

式中：pk（k=a，b，c）为符号参数；为开关管信号。二者分别表示为

因此，每相的二极管H桥交流输入侧电压uan、ubn、ucn的方向受电流控制，大小受开关状态控制。

负载中心点到电源中心点的电压unN为

由已有文献可知，单相二极管H桥整流器不能实现单位功率因数运行，是因为电源电压过零点一段时间内，H桥交流侧不能提供同电压方向相反的电压而只能提供0电压，为满足KVL定律，电源电流将在过零点后一段时间内严重畸变。但是在三相系统中，一个电源周期内三相电压是周期过零点的，在某一相电压过零时，此相整流交流侧电压为0，但是由于负载中心点到电源中心点存在电压，因此若负载中心点到电源中心点电在大小和方向上能替代图3中此相H桥交流侧电压，则电源电流不会发生畸变，从而可实现单位功率因数运行。

以三相电源每一相输出电压电流相位相同，且A相电压从正方向过零点到负方向为例说明。当A相过零点时，二极管H桥开关管保持常闭状态，即，此时A相的二极管H桥交流输入侧输入电压uan=0，但是由于B、C两相的二极管H桥交流输入侧电压不为0且符号相反，因此可以为A相提供一个符合条件的中心点电压，使A相电流不发生畸变。

由于负载中心点到电源中心点的电压与三相电流方向、三相开关管占空比、三相直流输出电压大小相关；电感电压与电感大小、电源电流大小有关；电源电流与输出电压大小、输出负载大小有关。因此三相系两统中心点电压能否在大小和方向上能否达到所需值受系统参数和升压比的制约，即相二极管H桥级联多电平变换器整流级单位功率因数运行是有制约条件的。

本文采用相量法对系统工作状态和模式进行分析。当三相输入电压对称，即三相输入电感相等为L，输出电容相等为C，输出负载相等为R，且稳定运行。星形接法的三相二极管H桥级联变换器整流级在正常工作时的工作状态相位如图6所示，记为“工作状态1”。

图6 “工作状态1”相位图Fig.6 Phase diagram of working status 1

此时，三相电源电压互差2π/3，有效值相等，为Ea=Eb=Ec=E；三相电感电压互差2π/3，且超前电源电压 π/2，有效值相等为 ULa=ULb=ULc=UL=ωLIm，ω 为电源电压角频率；三相交流侧电压合成的中心点电压为0，在相量图中为一个点，此时每相的二极管H桥交流输入侧电压等于该相的二极管H桥交流输入侧到电源中心点的电压，即：。

“工作状态1”时，三相的开关管均处于可控状态，在每个开关周期内都具有闭合和断开两种状态。此状态的工作时间由三相H桥输入交流侧到电源中心点电压相对电源电压的滞后角决定，即和的相位差。相位滞后角 φ 为

式中：K为升压比，K=Udc/Um；Udc为二极管H桥直流输出电压；Um为交流电源相电压有效值。

由于一个周期内，三相电压共有6次过零，因此，一个电源周期内“工作状态1”作用时间T1为

式中，T为电源周期。

当星形接法的三相二极管H桥整流拓扑在某一相过零点时，以A相电压从正过零点瞬间为例，此时的工作状态相位如图7所示，记为 “工作状态 2”。

图7 “工作状态2”相位图Fig.7 Phase diagram of working status 2

当A相过零点时，A相的二极管H桥交流输入侧电压，三相H桥合成电压不再为0，此时B、C两相的二极管H桥交流输入侧电压和合成如图7所示的中心点电压，此时中心点电压等于A相二极管H桥交流输入侧到电源中心点的电压，即：。再依据电路原理可合成得到B、C相的二极管H桥交流输入侧电压和。此时由图7可以看出，三相系统每相的二极管H桥交流输入侧到电源中心点的电压有效值UaN、UbN、UcN并不发生跳变，因此，系统可以保持单位功率因数运行。但是由于此时有效值变大，同时B相电流为负，C相电流为正，这会导致A相直流输出侧电容电压下降，B相直流输出侧电容电压下降和C相直流输出侧电容电压上升，造成直流电压的波动。“工作状态2”每电源周期作用时间T2为

从图6和图7可以看出，“工作状态2”的二极管H桥交流输入侧电压更大，因此以“工作状态2”相位图为参考，可以得到系统的升压比。

依据式（3）和图6，可以得到约束条件1为：每相的二极管H桥交流侧电压有效值小于每相的直流侧电压，即

依据式（3）和图6，可得到约束条件2为：每相的二极管H桥交流输入侧电压的正负方向与每相的电流正负方向相关，即

综合式（10）和式（11）得到升压比 K=Udc/Um的约束条件为

3 电感参数和电容参数选择

星形接法的二极管H桥级联多电平变换器整流级输入电感和输出电容的参数依然是依据脉动值的限定来整定的，但是本文所设计的三相变换器整流级每一相整流控制开关管在 “工作状态二”时受负载轻重和整流级升压比等因素影响在多个开关周期时间内不动作，因此星形接法的二极管H桥级联多电平变换器整流级电感和电容参数需要受变换器工作参数的制约。

3.1 电感参数选择

当确定系统负载为R，以及系统升压比K=Udc/Um时，依据式（12），可以得到电感最大值约束条件为

电感最小值依据电感电流脉动的要求进行确定，电感电流脉动受负载、升压比和开关周期影响，考虑三相开关管都闭合时，电感电流上升脉动量最大。三相开关管都闭合时，三相为对称电路，中心点电压为0，因此可以把三相星形连接拓扑看成三个单相拓扑，当每相的多个级联单元负载均衡时，确定升压比K=Udc/Um，电流脉动为λ时，电感为

因此，电感最小值的约束条件为

3.2 电容参数选择

由于每周期内每一相的开关管存在一段时间恒定闭合，因此，电容电压波动受到开关管恒定闭合时间和负载轻重程度的影响很大，当选定升压比为K=Udc/Um，负载为R时，若要求电容电压波动为λ时，电容需满足条件为

式中，t为开关管恒闭合时间，即“工作状态2”相位图中，和的相位差所对应的时间，表示为

因此综合式（16）和式（17），电容最小值的约束条件为

4 仿真与实验验证

4.1 仿真验证

本文采用PSIM软件，对星形接法的三相二极管H桥整流器进行了仿真分析，验证了系统可实现单位功率因数运行的正确性。仿真参数见表1。

表1 仿真参数Tab.1 Simulation parameters

通过将以上参数进行验算，所选择的升压比K=Udc/Um符合负载约束条件，所选择的电感和电容参数也符合第3节所给约束条件。

在PSIM中搭建了星形接法的二极H桥整流器，使用传统双闭环控制对系统进行控制。

系统稳定运行后，变换器三相输入电流如图8所示，三相输入电流输出平衡对称。

A相电压和幅值放大5倍后的电流波形见图9，可以看出，电流电压同相位，且电流波形正弦度良好。

A相电压电流过零点处波形及其开关管控制信号放大波形如图10所示。通过对比观察可以发现：开关管维持了多个周期的恒闭合状态，说明在A相电压电流过零点时，开关管动作状态同第 2节中“工作状态2”所分析的开关管将维持数个周期的闭合状态一样。

因此可以证明，星形接法的三相二极管H桥变换器可以实现单位功率因数运行。

图11所示为三相直流电压输出，三相电压输出电压稳定在给定400 V，最大振幅约20 V，三相整流系统中，采用传统双闭环PI控制时，直流输出电压会出现输入电压的两倍频率正弦波动，图10中输出直流电压波动不为正弦，是由于在出现某一相电流过零时，此相电容将会维持数个周期的放电，同时其他两相运行状态发生突变引起的，这和第1节中“工作状态2”中所分析的电容电压变换趋势一样。

综上所述，仿真波形的变化规律证明了星形连接的三相二极管H桥整流器可以实现单位功率因数运行，其运行方式同文中所分析的工作原理和工作模式相同。

图8 三相输入电流Fig.8 Three-phase input current

图9 A相输入交流电压和5倍放大电流波形Fig.9 Waveforms of in phase-A input AC voltage and 5 times magnified

图10 过零点处电压、电流和开关管控制信号波形Fig.10 Waveforms of voltage and current at zero crossing point and waveforms of switching control signal

图11 直流输出电压波形Fig.11 Waveforms of DC output voltage

4.2 实验验证

三相输入电流实验波形如图12所示，可见，三相输入电流基本对称，过零点处并无明显畸变。

图13为A相二极管H桥交流端到电源中心点电压uaN实验波形，和A相输入电压参考相位波形ea相比较，可看出图中，当电压由正到负过零时，A相二极管H桥交流端到电源中心点电压uaN依然保持为正一段时间，从而为A相单位功率因数运行提供了所需电压。

图14所示为三相星接整流器中心点到电源中心点电压波形，中心点电压周期性的发生突增一段时间，所突增的中心点电压即为当某相电压电流过零时，为此相实现单位功率因数运行的所需电压。

图12 三相输入电流波形Fig.12 Waveforms of three-phase input currents

图13 A相二极管桥交流侧到电源中心点电压Fig.13 Voltage from phase-A diode-bridge of AC side to the center of power supply

图14 中心点电压波形Fig.14 Waveform of voltage at the center

5 结语

针对星形连接的三相二极管H桥整流器，本文分析了星形连接的三相二极管H桥整流器的工作原理，提出了整流器工作的两种工作状态，并以此论证了整流器实现单位功率因数整流的可行性和正确性。依据某一相过零时的工作作态，采用相量图法给出了系统升压比约束条件，建立了系统输入电感和输出电容的取值约束条件。通过仿真和实验验证了所提理论的正确性和有效性。

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