Ka波段数字信道化体制宽带通信卫星链路预算

张甜甜，陈 龙，袁卫文，武文权

(上海航天电子技术研究所,上海 201109)

Ka波段数字信道化体制宽带通信卫星链路预算

张甜甜，陈 龙，袁卫文，武文权

(上海航天电子技术研究所,上海 201109)

对Ka波段数字信道化技术体制的宽带通信卫星的通信链路进行了预算。在地球同步轨道宽带通信卫星的两个移动用户的返向链路应用场景中，针对Ka波段的雨衰问题，根据国际电联(ITU-R)最新(2015年)发布的建议书建立并实现了完整的雨衰预测模型和计算软件，给出了上下行链路的雨衰预测值；针对数字信道化体制下突出的互调干扰问题，有别于现有透明转发器根据功率回退值的工程计算方法，采用转发器噪声功率比(NPR)指标对互调干扰噪声进行了量化计算。给出了返向上下行链路和复合链路预算的过程和完整预算结果，在获得通信速率20 Mb/s时复合链路余量为1.96 dB，符合实际情况。所提方法有较高的工程参考价值。

链路预算； Ka波段； 数字信道化； 上行链路； 下行链路； 雨衰； 互调干扰； 噪声功率比(NPR)； 链路余量

0 引言

随着卫星通信技术和以民航飞机、船舶上网为代表的全球宽带移动卫星通信新需求的快速发展，对宽带通信卫星支持移动用户的覆盖、容量、速率和互联等提出了更高的要求。工作频段从传统的C，Ku波段发展为以Ka波段为主，并继续向EHF，V，W更高频段发展；星上通信载荷的技术体制由传统的模拟透明转发(弯管)体制向具更灵活和更高通信容量的数字信道化体制发展。数字信道化是在基带域采用数字信号处理技术，将传统透明转发器的一个宽信道细分为多个窄的子信道，子信道间以电路交换的方式实现任意两两互联；在子信道级别，工作体制本质上仍是透明转发的，从而既具透明转发向后兼容不同载波波形的优点，又有更高的频率利用率和更灵活的星上处理转发能力，代表了宽带移动卫星通信载荷体制的发展方向。

数字信道化转发体制目前在国内尚属新的转发体制，工程中需解决Ka波段数字信道化体制的宽带移动通信卫星链路预算，并针对性地重点考虑由细分的多个子信道及用户多载波造成的互调干扰和对Ka波段通信影响严重的雨衰。多个子信道间与多个用户载波间产生的互调干扰噪声会降低转发器的输出载噪比，在进行链路预算时不可忽略；雨衰对Ka波段卫星通信的影响非常大，链路预算时须予以充分考虑[1]。目前，尚无文献专门研究数字信道化体制的宽带卫星通信链路，而有关的链路预算均未对转发器中的互调干扰噪声在链路预算中进行量化。另外，因雨衰预测过程复杂，涉及参数众多，少有文献根据具体的场景参数(用户所在位置和链路可用度要求等)动态精确预报雨衰值，并植入完整的链路预算过程，为链路预算提供精确可靠的路径损耗[2-6]。此外，以数字信道化体制为代表的宽带移动卫星通信的链路预算应从宽带用户的需求出发，在一定的应用场景、用户波形、星上波束覆盖、用户所处位置和天气条件下，预算欲获得需要的通信速率，是否具链路余量(能通信)，或在一定的误码率要求下预算能获得的通信速率。本文针对上述问题对Ka波段数字信道化体制宽带通信卫星链路预算开展研究。

1 链路预算应用场景

设定本文的链路预算应用场景为宽带移动用户终端1(位于南海地区)通过地球同步轨道的宽带通信卫星以星上交换支持下的单跳方式直接向宽带移动用户终端2(位于海南地区)返向传输宽带数据，如图1所示。

图1中：两个宽带移动用户终端均工作于Ka波段。根据ITU-R和我国对卫星移动业务(MSS)的工作频率划分规定，且为便于链路预算，选取返向链路的上行链路预算工作频点29.9 GHz，下行链路预算工作频点20.1 GHz。两个用户分别位于卫星两个性能相同的点波束覆盖区内，根据本文背景研究项目的调研情况，目前工程中可实现的宽带通信卫星与用户的典型参数见表1。星上通信载荷采用数字信道化技术体制。

表1 用户和卫星点波束收发性能

2 链路预算

针对上述链路场景，以下重点分析链路的雨衰值预测及互调干扰噪声量化，再综合上下行链路预算的结果对复合链路余量进行预算。

2.1 Ka波段雨衰值计算

就降雨对通信链路影响的预报而言，ITU-R雨衰模型是国际广泛认可的方法，该模型最早由ITU在1982年批准，并随着对雨衰建模的更深入理解以及有更多可用的来自全球资料库的信息，该模型一直在更新，但目前国内在工程实践中采用的雨衰预测方法多是依据经验值和早期的雨衰模型进行，其精确性和时效性有待完善。本文依据ITU-R最新发布的相关建议书，建立ITU-R P.618-12雨衰模型。该模型关于降雨高度的计算较前期的ITU-R雨衰模型进行了修正，采用了最新的全球年平均0 ℃等温线高度数据计算当地降雨高度，提高了对全球各地雨衰值预报的准确性，在此基础上实现了雨衰值计算软件，为后续的链路预算提供雨衰值参数。

先引入链路可用度概念，即链路预算要保证用户在1年内链路通信可用的时间百分比。如链路可用度95%指1年中95%的时间可用，5%的时间(18.25 d)因降雨而不可用。

根据ITU-R P.618-12(2015)最新版建议书中的步骤建立雨衰预测模型，该ITU-R雨衰模型是国际广泛认可的用于通信系统设计的雨衰预测模型[7]。建模步骤如图2所示。

图2中：模型输入参数为用户端所在位置在平均海平面以上的高度hs；用户端所在位置到卫星的仰角θ；通信频率f；平均年0.01%时间超过的降雨率R0.01；相对水平位置的极化斜角τ(圆极化时τ=45°)；用户端所在位置的纬度φ；平均年其他百分比时间p；模型输出参数为所关注用户的降雨高度hR；倾斜路径长度Ls；倾斜路径的水平投影LG；衰减率γR；0.01%时间内的水平换算系数r0.01；0.01%时间内的垂直调整系数v0.01；有效路径的长度LE；平均年0.01%时间超出的衰减A0.01；平均年其他时间超出的衰减AP。

各步骤涉及的参数具体计算公式参见ITU-R建议书P.618-12[7]。其中：步骤1、4、5用到了ITU-R建议书P.839-4(2013)，P.837-6(2012)，P.838-3(2005)[8-10]。需特别说明的是：步骤1中hR值用海平面上的平均0 ℃等温线高度h0计算，根据最新的P.839-4建议书在附件中给出的h0的数字地图，对最近的4个经纬度网格点进行双线性插值得到任意经纬度的h0。步骤4确定平均年0.01%时间超过的降雨率R0.01，如从用户所在地的长期统计数据无法得到降雨率，可采用P.837-6建议书提供的全球降雨率分布图中的数值作为近似估值。步骤5衰减率的计算公式为

γR=k(R0.01)α

(1)

式中：k，α为衰减因子，是频率、仰角和极化斜角的函数，在P.838-3建议书中给出了其迭代等式，这些等式是由离散计算获得的曲线拟合到幂次律系数推出的。步骤9计算得出平均年0.01%时间超出的衰减A0.01，再换算(换算公式见ITU-R建议书P.618-12)得到步骤10中的平均年其他百分比(p取值范围为0.001%～5%)时间超出的衰减值Ap。

根据以上建模过程，编写雨衰值计算程序，输入链路参数，其中海南地区的地理位置和降雨率依据参考文献[11-12]，南海地区的降雨率参数依据建议书P.837-6。在本文预算应用场景中，链路可用度95%，平均分配到上、下行链路的可用度分别为97.5%[13]。则上行链路的雨衰值为平均年2.5%(即p=2.5%)时间超出的衰减A2.5，计算结果为5.70 dB，下行链路相应的雨衰值2.52 dB，分别计入后续的上下行链路预算中。

2.2 互调干扰计算

宽带卫星通信系统通常工作在多用户载波状态，由于转发器高功率功放的非线性，载波间产生的互调干扰将增大噪声，降低输出信号的载噪比，目前现有透明转发器采用功率回退的方法降低功放非线性的影响，依据转发器的输入输出回退得到互调载噪比的工程计算典型值[13]。但对数字信道化体制转发器，其显著特点是在转发器中输入信道被细分为更多的子信道，子信道可工作于多种带宽合成的模式，在用功率回退法对多子信道及多载波间产生的互调干扰进行处理时，功率分配变得非常复杂，依据转发器输入输出回退得到互调载噪比的计算方法十分复杂。因此，针对数字信道化体制的宽带卫星通信链路预算，本文采用更方便的NPR测试方法，实测得到转发器的NPR指标，用于链路预算中对互调干扰噪声的量化计算。

互调噪声测试原理如图3所示，用数字信号发生器产生一个均匀的高斯白噪声信号模拟实际多路频分信号，该信号经一个窄带陷波(阻带)滤波器后输入被测设备，并在接收端进行频谱分析。频谱分析如图4所示。图4中：陷波频带内槽口底部的电平即为被测设备中的互调干扰噪声的电平；陷波频带外的白噪声信号电平减去槽口底部噪声的电平即为NPR[1，14]。

对数字信道化转发器，由实际测试得到的NPR值是其一个重要性能指标，则转发器中的互调噪声功率计算式为

IIM=PEIRP(S)γNPR

(2)

式中：IIM为互调噪声功率；PEIRP(S)为星上饱和输出功率；γNPR为转发器互调噪声功率比。本文取γNPR实测值14.8 dB，返向下行链路中点波束2的PEIRP(S)为56.5 dBW，代入式(2)，可算得IIM=41.7 dBW，并在后续的下行链路预算中由IIM进一步得到下行发射功率Pst。

2.3 复合链路余量预算

对图1的链路应用场景进行链路余量预算，宽带移动用户1到用户2的返向链路预算为包含上行链路和下行链路的复合链路，故链路预算最终要计算出复合链路的链路余量，如图5所示。图5中：“-”表示相应框图在链路预算的总公式中为负参数；“+”表示正参数(下同)。

图5中的Eb/(N0+I0)为单位比特能量与噪声密度比，其中噪声区分了链路噪声和各种干扰噪声，其噪声密度分别用N0，I0表示。由文献[15]，复合链路的Eb/(N0+I0)由以下算得

(3)

2.3.1 返向上行链路预算

返向上行链路的计算过程如图6所示。

卫星用户终端应能支持多种载波波形，根据当前卫星信道质量可自适应工作于最适合的调制方式和编码方式。图6中上行链路预算时，宽带移动用户终端1的波形参数设定为采用QPSK调制方式和Turbo编码，编码率Cr为0.5，滚降系数α为0.2。根据宽带移动通信应用需求设定链路比特速率Rb为20 Mb/s，通信误比特率(BER)为10-6。

上行链路的路径传输损耗主要包括自由空间损耗和大气损耗。上行链路自由空间损耗LFS-U由用户1与卫星间的距离决定，计算可得其值为213.06 dB。对Ka波段，大气损耗主要包括雨衰、大气吸收衰减、云雾衰减和闪烁衰减等，其中雨衰是主要的大气损耗，由上述ITU-R雨衰预测模型可得上行链路在97.5%的链路可用度下雨衰值A2.5-U为5.70 dB。上行链路大气吸收等损耗LAT-U在用户1一定的通信仰角范围内，取一个最大估算值，合计为0.9 dB。

则上行链路的Es/N0可表示为

(4)

式中：PEIRP为发射端的有效全向辐射功率；G/T为接收端的品质因数；L为路径损耗；σ为玻尔兹曼常数；RS为符号速率。如图6中上行链路Es/N0的计算流程所示，此处代入式(4)的PEIRP是用户终端1的EIRP(65.0 dBW)，G/T为卫星的接收G/T值(6.9 dB/K)，L为上行链路的路径损耗，包含自由空间损耗(213.06 dB)、雨衰(5.70 dB)和其他大气损耗(0.9 dB)，根据用户终端1的波形参数计算得到RS为20 MS/s，则可算得上行链路的Es/N0为7.82 dB。

此外，还需由上行链路ES/N0和干扰损耗IU计算得到上行链路载波的载噪比C/(N+I)为4.53 dB(在下行链路预算时将使用该参数)。

2.3.2 返向下行链路预算

对数字信道化体制的透明转发下行链路，转发器中由于多个子信道与多个载波间产生的互调干扰不可忽略，由上述分析可得转发器IIM为41.7 dBW，从PEIRP(S)(56.5 dBW)中去掉这部分互调噪声功率可得Pst，有

Pst=10lg(PEIRP(S)-IIM)

(5)

需注意的是：式(5)中的PEIRP(S)，IIM均为实数，需由各自的分贝值(单位dBW)换算为数值(单位W)代入计算，得Pst为56.35 dBW。

另外，在透明转发体制中上行链路引入的噪声转移至下行链路中，可由上行链路载噪比C/(N+I)计算得到下行载波功率[15]。有

(6)

Cst是下行链路的有效PEIRP，根据式(4)计算得到下行链路的ES/N0为15.38 dB。其中代入的下行链路的自由空间损耗LFS-D是由用户2与卫星间的距离决定的，为 209.73 dB；雨衰依据ITU-R预测模型得到在97.5%的链路可用度下雨衰值A2.5-D为2.52 dB；其余大气损耗LAT-D取最大估算值为1.2 dB。

与上行链路不同，下行链路的干扰损耗中还包含重要的互调干扰损耗，须予以考虑。如图7中计算流程所示，需由IIM得到互调噪声密度，有

IIM0=IIM-B0

(7)

式中：IIM0为互调噪声密度；B0为频率带宽。由上文得到IIM为41.7 dBW，由波形参数换算得到B0为24.0 MHz，则可算得IIM0为-32.10 dB/Hz。再由IIM0计算下行链路的每符号能量与互调噪声密度比ES/IIM0，有

(8)

(9)

2.3.3 复合链路余量

3 链路预算结果

应用场景中的返向复合链路完整的链路预算参数与结果见表2。

表3中预算参数中的上行链路29.9 GHz与下行链路20.1 GHz的选取符合国际电联对宽带卫星通信上行30 GHz和下行20 GHz的频段规定。应用场景返向链路的数据速率定为20 Mb/s，可传输2路1 080 pix的高清图像，已属于典型的宽带通信链路。从参数中编码效率、滚降系数等用户载波波形参数可知是典型的宽带通信卫星用户。应用场景中95%的复合链路可用度大于一般的Ka波段宽带通信卫星链路90%的可用度要求，由此算得的雨衰预测值对链路余量提出了更高的要求。数字信道化器的NPR值是根据本文背景研究项目中的工程测试值确定的，故由此推导出的互调干扰噪声密度的量化计算值有工程参考意义。在整个链路预算中还对链路余量作了工程上一般要求的2～3 dB的阈值限定。需说明的是：用户的可用度要求对Ka波段宽带卫星通信的链路余量影响非常大，当可用度提高到99.9%时，相应的雨衰预测值将使链路余量无法保证宽带的通信速率。

表2 复合链路预算参数与结果

4 结束语

星上通信载荷的技术体制一般分为透明转发和再生处理，星上再生处理在工程中可实现器件的解调性能还较有限的情况下，在透明转发的基础上通过采用数字信号处理技术，使数字信道化体制成为宽带通信载荷的又一种重要的技术体制，在相当长的时间内将成为星上宽带通信载荷技术的发展方向。数字信道化体制的链路预算需重点关注和权衡以下问题：宽带移动用户终端载波波形的多样性和有限的收发能力；星上不同波束的收发能力；用户终端移动到不同位置处的Ka波段雨衰值预测计算；雨衰模型根据ITU-R最新标准文件的更新与修正；由用户需求决定的链路可用度要求并注意复合链路与上下行链路的可用度关系；下行链路子信道和多用户载波间的互调干扰噪声计算；工程实测的星上转发器NPR指标；除路径损耗外的其他各种损耗与干扰损耗的计算；下行链路预算需考虑上行链路引入的噪声；链路余量的工程余量预留。本文较好地处理了上述问题，其中对上下行链路的雨衰值实时预测采用了ITU-R雨衰模型及相应的计算程序，为链路提供了重要的路径损耗参数；对下行链路的互调干扰噪声，采用NPR指标进行量化计算，计入整个复合链路的预算参数中，是针对数字信道化体制链路预算的一种新的探索。表2综合给出了由支持本论文工作的链路预算软件计算得出的完整的链路预算参数与结果，讨论并分析了链路预算参数的合理性和正确性。对大气吸收等路径损耗及除路径损耗(自由空间损耗、大气吸收损耗)外的其他损耗，本文中作了简化处理，后续需进一步研究，补充细化计算。

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LinkBudgetofKa-BandDigitalChannelizedCommunicationSatellite

ZHANG Tian-tian， CHEN Long， YUAN Wei-wen， WU Wen-quan

(Shanghai Aerospace Electronic Technology Institute, Shanghai 201109, China)

The detailed budget was conducted on the communication link of Ka-band digital channelized wideband communication satellite in this paper. In a given backward link scene with two GEO wideband communication satellite mobile users, a rain attenuation prediction model and its computation software were established on the basis of the latest recommendation (2015) of the International Telecommunication Union-Radio Communication Sector (ITU-R), which was used to provide the rain attenuation value of the link. For the digital channelized transponder’s serious intermediation interference, the noise power ratio (NPR) parameter was used to quantify the intermediation interference noise which was different from the traditional power back-off method. All the budget process and results of compound links (including uplink and downlink) were presented. It’s given out that the total link margin is 1.96 dB under data rate 20 Mb/s, which is agreed with the real value. The method of link budget is valuable in engineering.

link budget; Ka-band; digital-channelized; upload link; download link; rain attenuation; intermodulation-interference; noise power ratio (NPR); link margin

2017-01-29；

2017-03-20

张甜甜(1991—)，女，硕士生，主要研究方向为卫星通信载荷与数字信号处理。

1006-1630(2017)06-0050-08

TN927.22

A

10.19328/j.cnki.1006-1630.2017.06.008