移相全桥变换器中RC缓冲电路对系统影响机理与优化研究

朱国荣， 陈铭， 徐小薇， 杨志， 王婷婷， 黄华芳

(1.贵州理工学院 电气工程学院,贵州 贵阳550003；2.武汉理工大学 自动化学院,湖北 武汉 430070；3.天津科技大学 电子信息与自动化学院,天津300222)

移相全桥变换器中RC缓冲电路对系统影响机理与优化研究

朱国荣1,2， 陈铭2， 徐小薇2， 杨志2， 王婷婷1， 黄华芳3

(1.贵州理工学院 电气工程学院,贵州 贵阳550003；2.武汉理工大学 自动化学院,湖北 武汉 430070；3.天津科技大学 电子信息与自动化学院,天津300222)

移相全桥ZVS变换器副边整流二极管电压应力较高，需要设计缓冲电路来保证系统性能。然而,加入RC缓冲电路的变换器在某种工作模式下近似为LCL三阶谐振系统，导致接近开关频率的谐振甚至在整流二极管两侧产生更高的电压应力。通过建立移相全桥ZVS变换器在能量传输模式期间的等效电路模型，揭示RC缓冲电路对系统稳定性产生影响机理及电路参数对振荡的影响规律，通过分析选取合理的RC缓冲电路参数，不仅有效降低整流二极管电压应力，同时抑制由缓冲电路带来的振荡问题，进而提高系统的效率。设计了一个3.2 kW(10 A，320 V)的实验样机，验证了理论分析的正确性。

移相全桥；等效模型；RC缓冲电路；电压振荡

0 引 言

移相全桥ZVS变换器在中大功率电源中应用广泛，然而由于变压器副边的整流二极管不能实现ZCS关断，二极管的反向恢复过程造成了严重的电压尖峰，从而增大了二极管的电压应力，降低了变换器整体的效率，甚至影响系统正常运行[1-3]。为了解决这一问题，大多采用含有电容元件的缓冲吸收电路[4-6]。其中，抑制效果较好的电路有RC缓冲电路结构简单，成本最低，存在功耗；RCD缓冲电路含有一个二极管，存在功耗；用MOSFET构成的有源箝位电路需要增加一套控制和驱动电路，增加了系统的复杂性同时也降低了系统整体效率；折中考虑复杂性，可靠性和效率， RC缓冲电路是较理想的选择。

设计良好的RC缓冲电路的确可以抑制二极管关断瞬间的电压尖峰。然而在移相全桥ZVS变换器中，由于谐振电感和输出LC低通滤波器的存在，再将变压器分布参数和缓冲电路考虑在内，变换器则近似等效为一个高阶的LCL二端口网络。如果RC缓冲电路仍然按照传统的方法来设计参数，电路可能会发生不必要的谐振，不仅导致整流二极管电压应力升高，降低整流二极管的可靠性，而且使得变压器原副边电压出现严重的振荡，增加变压器的损耗，降低系统的效率。

在对LCL结构的研究中，较多的是在三相LCL并网滤波器中的研究。LCL滤波器抑制高次谐波能力较强，然而对于某一特定频率的谐波，总阻抗接近零，不仅不能抑制，反而会将其放大，从而导致变换器系统的不稳定[7-10]。

为了抑制LCL结构的谐振尖峰，就要增加在谐振频率处的阻尼，可以采用的方式有有源阻尼和无源阻尼两种[7]。有源阻尼的方法是通过增加控制电路来解决谐振问题，虽然不会增加电路本身的损耗，但是额外增加的控制电路增加了电路复杂性和成本，且不如无源阻尼可靠。而缓冲电阻就是天然的无源阻尼，采用无源阻尼的方式不需再增加硬件，只需合理配置RC参数，使得谐振被抑制的同时尽量减小阻尼电阻上的损耗，就可以实现最可靠最简便的设计。

本文将RC缓冲电路考虑在内，建立移相全桥变换器的电路模型，定量地分析了这种谐振的频率、增益及产生损耗与缓冲电路参数的关系，根据这个关系，提出一种RC缓冲电路设计与参数选取思路，用来指导RC缓冲电路参数的设计，不仅能有效地发挥电路自身抑制反向恢复尖峰的作用，而且可避免不必要的谐振带来的各种弊端，提高变换器效率。

1 发生变压器原边电压振荡工作模式下的电路模型

图1是移相全桥ZVS电路拓扑，其中Vd是直流电源，Q1-Q4是四个开关管，Lr是谐振电感，Cb是隔直电容。vp和vs分别是变压器原边和副边绕组两端的电压。D5-D8是整流二极管，缓冲电路中，CS5=CS6=CS7=CS8=CS，RS5=RS6=RS7=RS8=RS。Lf是输出滤波电感，Co是输出滤波电容，Ro是负载。

图1 移相全桥变换器的拓扑结构Fig.1 Topology of phase-shifted full-bridge ZVS converter

当Q1和Q4均导通期间，变压器副边整流二极管D5和D8导通，此时变换器工作在能量传输模式(电源向负载供电)，理想情况下，整流二极管D6和D7承受反向电压即为变压器副边电压vs，此时对应的两组RC缓冲电路中的电容CS6和CS7的电压保持最大值vs。

当Q2和Q3均导通期间，变压器副边整流二极管D6和D7导通，D5和D8承受反压，理论上，CS5和CS8亦保持最大电压vs。此时，变换器的工作模式和上述的工作模式一致。

在这两种模式下，将所有变压器二次侧的元件参数折算到一次侧，原副边变比为N，考虑变压器原边的漏感Llk和寄生电容Cp，将变换器简化为如图2所示的电路模型，其中，Vin是桥臂中点电压，r是线路的等效电阻。

(1)

图2 等效的五阶模型Fig.2 Equivalent circuit model of fifth order

K5=L1L2C1C2C3RR1，

K4=C1C2C3L2RR1+L1L2C1C2R1+L1L2C2C3R+

L1L2C1C3R，

K3=L1L2C1+L1L2C2+L1C1C2RR1+L1C1C3RR1+

L2C1C2R1r+L2C2C3Rr+L2C1C3RR1+

L2C1C3Rr，

K2=L1C1R+L1C1R1+L1C2R+L1C3R+L2C2r+

L2C1R1+L2C1r+L2C3R+C1C2RR1r+

C1C3RR1r，

K1=L1+L2+C1Rr+C1RR1+C1R1r+C2Rr+C3Rr。

(2)

为了进一步量化分析，电路中的一些元器件的规格和参数在表1中给出，其中RC缓冲电路的参数由缓冲电路的设计原则得到，即由固有杂散电感、电感初始电流和电容初始电压计算出所需的缓冲电容范围，在保证RC充放电时间常数足够小的条件下，尽可能减小电容吸收的功率，因为这部分功率最终会损失在缓冲电阻上。

表1 电路参数(Vd:600 V,Vo:320 V,Io:10 A,fs:20 kHz)

根据上表的参数和上面五阶电路的传递函数G(s)，利用Matlab绘制得到的Bode图(如图3所示)。

图3 五阶等效模型中G(s)的Bode图Fig.3 Bode plots of equivalent circuit model of fifth order

从Bode图可以看出，变压器原边电压存在两个频率振荡且振荡频率分别为f1=600 Hz和f2=100 kHz。f1是输出滤波截止频率，比开关频率低两个量级，在几个开关周期内对系统的影响可以忽略。f2处存在谐振尖峰，且开环相位接近-180°，谐振频率处于开关频率数量级，对系统影响较大，是研究重点。然而由于系统的等效电路模型是一个复杂的五阶模型，难以进行定量分析。考虑到模型中折算至变压器原边的寄生电容C2远小于C1，因此可忽略C2，将五阶模型简化成如图4所示的四阶等效模型。

图4 等效的四阶模型Fig.4 Equivalent circuit model of forth order

L2C1C3Rr，

L2C1r+L2C3R+C1C3RR1r

(3)

根据图(3)和表(1)的参数重新绘制Bode图如图5所示。可以看到四阶模型的Bode图与五阶模型的Bode图在1MHz以下的中低频段完全一致，同样地，在100kHz处存在尖峰，且开环相位接近-180°。因此在分析RC缓冲电路对变压器原边电压波形的影响的问题上，可忽略变压器的寄生电容造成的影响。

图5 四阶等效模型中G′(s)的Bode图Fig.5 Bode plots of equivalent circuit model of forth order

2 谐振产生机理及其抑制方法

根据求得的四阶模型中变压器原边电压v′对输入电压Vin的传递函数可求解传递函数的极点。

(4)

求解方程可以得到振荡频率为:

(5)

(6)

根据表1中的参数计算出的两个频率分别对应图3和图5中的两个谐振尖峰频率f1和f2，其中f1=600 Hz是系统输出滤波LC谐振频率，带来的影响可以忽略，而f2=100 kHz的振荡是由缓冲电路中的电容和主电路中的两个电感发生LCL谐振而产生。

利用Matlab中SIMULINK仿真工具对系统进行仿真分析得到变压器原边的电压v′波形如图6所示。

图6 Rs=10 Ω时变压器原边电压v′的仿真波形Fig.6 Simulation waveform of the primary side voltage of the transformer when Rs =10 Ω

从上述波形可以看出变压器原边电压存在100kHz的振荡，与求解传递函数极点得到的振荡频率一致。这种振荡不仅增加了变压器自身的损耗，而且增加了整流二极管的电压应力，从而增加了成本也降低了系统效率。因此，从式(6)可知通过调整谐振参数L1、L2或C1均可改变谐振频率，然而L1和L2均为根据实现ZVS要求、占空比丢失限制和输出滤波要求设计的，C1是综合二极管关断尖峰抑制要求、开关频率以及效率等多方面设计原则得到。因此可以考虑通过调节RC缓冲电路电阻的大小，以无源阻尼的方式来抑制这种振荡。

增大缓冲电阻后G′(s)的Bode图如图7所示，可以看出100kHz处振荡尖峰得到明显抑制，同时相位裕度足够大，系统稳定性得到提高。

图7 Rs =150 Ω时 G′(s)的Bode图Fig.7 Bode plots of G′(s) when Rs=150 Ω

然而，增大阻尼电阻的方法同时会增加系统损耗，在大功率移相全桥变换器中，这个损耗对整体效率的影响更为显著。深入分析参数Rs对阻尼损耗和谐振抑制效果的综合影响，提出一种阻尼损耗尽可能小的优化设计方案。

参照表(1)和式(1)，将式(6)代入到传递函数(3)中，得到G′(s)和Rs的关系:

(7)

(8)

从式(8)可以得到Rs越小，此处的电压增益越大，反映在变压器原边，是出现环流和损耗增加，反映在变压器副边则是整流二极管承受的电压应力越大。|G′(s)|在Rs=84.9 Ω时取1，此时电压振荡尖峰正好为输入电压值。Rs越小，电压振荡越明显；而Rs过大，又会影响RC缓冲电路吸收电荷的速率以及增加电阻在LCL谐振期间的阻尼损耗。无阻尼电阻的系统开环极点位于s平面虚轴上，是一个不稳定系统，加入电阻Rs导致极点左移，且Rs越大，系统越稳定。阻尼损耗来自谐振期间电阻Rs上的功率损耗。

(9)

对式(9)作拉普拉斯反变换得到流经R1的电流时域如式(10)所示：

(10)

根据式(10)，取移相角近似为90°，估算电阻消耗的平均功率为：

(11)

图8是由(11)得出的在缓冲电阻上产生的损耗和缓冲电阻值的关系曲线。

图8 缓冲电阻损耗P与R1的关系曲线Fig.8 Relation curve of R1 and power loss P on R1

从图8可以看到，虽然R1增大会带来损耗的升高，但是大约R1>10 Ω区间，损耗增长的斜率远小于R1<10 Ω区间，通过计算和仿真结果折中考虑，选取R1=33.3 Ω，即Rs=150 Ω。得到相应的仿真波形如图9所示。对比图6和图9，变压器原边电压尖峰从800 V下降到550 V，整流二极管电压应力大为降低，且消除了电压的振荡。图10分别是Rs=10 Ω和Rs=150 Ω时SIMULINK仿真得到的变压器原边电压频谱。可以看到修改参数Rs后的变压器绕组电压波形中的五次谐波被大大抑制，而对附近的三次和七次谐波成分的影响则不大。

图9 Rs =150 Ω时变压器原边电压v′的仿真波形Fig.9 Simulation waveform of the primary side voltage of the transformer when Rs =150 Ω

从Bode图可以看出当缓冲电路的电阻Rs=150 Ω时，变压器原边电压波形仍然存在轻微振荡，但是电压增益明显减小，从仿真波形可以看出，变压器原边的尖峰电压由800 V降到550 V，由于变压器副边整流二极管的电压vrec(t)=v′(t)/K，因此，整流二极管的电压应力也会同样降低，从图中可以看出变压器原边电压振荡得到了很好的抑制。

图10 变压器原边电压v′的FFT分析Fig.10 FFT analysis of the primary side voltage of the transformer

3 实验结果与分析

为了验证上述结论，设计了一台直流输入为600V，输出为320V/10A，开关频率为20kHz的移相全桥ZVS变换器。实验中缓冲电阻Rs分别取10 Ω和150 Ω时，测得变压器原边的电压波形分别如图11(a)和(b)所示。

从图11(a)可以看出，当Rs=10 Ω时，变压器原边电压波形存在振荡，振荡频率为100 kHz，和仿真波形一致，验证了前面对四阶模型的分析和仿真分析的正确性，从图11(b)可以看出，当Rs=150 Ω时，100 kHz振荡被抑制，尖峰减小到接近理论值，与式(8)的计算值和图(9)的仿真波形高度一致。从而获得较好的变压器原边和副边电压波形以及可以接受的整流二极管电压应力，验证了上面分析推导的正确性。

图11 变压器原边电压的实验波形(v′(t)/(500 V/div),t/(20 μs/div)Fig.11 Experiment waveforms of the primary side voltage of the transformer v′(t)/(500 V/div),t/(20 μs/div)

4 结 论

本文针对移相全桥ZVS变换器的副边整流二极管RC缓冲电路，利用建模的方法分析了RC缓冲电路对整个变换器可能带来的影响及电路参数对振荡的影响规律。研究表明：利用RC缓冲电路虽然可以抑制整流二极管关断瞬间的振铃电压，但另一方面却导致变换器系统的不稳定，即LCL结构的谐振。 因此在设计移相全桥ZVS变换器或其他比较复杂的变换器尤其是各类谐振变换器时，本文提供了RC缓冲电路的设计和参数选取思路，对于设计好的电路，通过建模计算或直接使用网络分析仪得到网络的幅频相频特性，采用本文给出的分析方法，针对存在的谐振尖峰设计合适的缓冲电路参数。

本文根据仿真分析和实验验证，通过合理设计RC缓冲电路的最优参数，在不增加任何硬件结构或控制策略的条件下，尽量减小阻尼损耗，实现了整流二极管电压尖峰的有效抑制，保证变压器电压为近似方波，提高系统的整体效率和可靠性。

[1] 杨旭,赵志伟,王兆安.移相全桥型零电压软开关电路谐振过程的研究[J].电力电子技术,1998(3):36-39. YANG Xu,ZHAO Zhiwei,WANG Zhaoan.Research on resonant process of phase-shift full bridge zero voltage soft switching circuit[J].Power Electronics,1998(3):36-39.

[2] JANG Yungtaek,MILAN M Jovanovic.A new PWM ZVS full-bridge converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,22(3):987-994.

[3] WU Chen,RUAN Xinbo,CHEN Qianghong,et al.Zero-voltage-switching PWM full-bridge converter employing auxiliary transformer to reset the clamping diode current[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(5):1149-1162.

[4] SONG Vi lin,CHEN Chenlin.Analysis and design for RCD clamped snubber used in output rectifier of phase-shift full-bridge ZVS converters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,1998,45:358-359.

[5] ZHU Guorong,ZHANG Dong hua,CHEN Wei,et al.Modeling and analysis of a rectifier voltage stress mechanism in PSFB converter[J].IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition,2012:857-862.

[6] 夏泽中,李文.整流桥开关过电压的保护方法[J].电力电子技术,2007,41(11):88-91. XIA Zezhong,LI Wen.Switching voltage transient protection schemes for rectifier bridge[J].Power Electronics,2007,41(11):88-91.

[7] 刘计龙,马伟明,肖飞,等.一种LCL滤波器有源阻尼策略与设计方法[J].电机与控制学报,2013,17(5):22-27. LIU Jilong,MA Weiming,XIAO Fei,et al.An active damping control strategy and design method for LCL filter[J].Electric Machines and Control,2013,17(5):22-27.

[8] LISERRE M,A.Dell'Aquila,F.Blaabjerg.Stability improvements of an LCL-filter based three-phase active rectifier[C].IEEE Annual Power Electronics Specialists Conference,Cairns,2002.

[9] T C Y WANG,Y E Zhihong,SINHA Gautam,et al.Output filter design for a grid-interconnected three-phase inverter[C].IEEE Power Electronics Specialist Conference,Acapulco,Mexico,2003.

[10] 刘飞,查晓明,段善旭.三相并网逆变器LCL滤波器的参数设计与研究[J].电工技术学报,2010,25(3):110-116. LIU Fei,ZHA Xiaoming,DUAN Shanxu.Design and research on parameter of LCL filter in three-phase grid-connected inverter[J].Transactions of China Electro-technical Society,2010,25(3):110-116.

[11] 王要强,吴凤江,孙力.阻尼损耗最小化的LCL滤波器参数优化设计[J].中国电机工程学报,2010,30(27):90-95. WANG Yaoqiang,WU Fengjiang,SUN Li.Optimized design of LCL filter for minimal damping power loss[J].Proceedings of the CSEE,2010,30(27):90-95.

[12] 阚加荣,谢少军,刘爱忠.逆变器单元用LCL滤波器的并联系统性能分析[J].电机与控制学报,2010,14(2): 90-98. KAN Jiarong,XIE Shaojun,LIU Aizhong.Performance analysis LCL filter of parallel system using inverter unit[J].Electric Machines and Control,2010,14(2):90-98.

[13] 鞠建永,陈敏,徐君,等.并联有源电力滤波器交流侧输出滤波器设计[J].电机与控制学报,2010,14(10):15-20. JU Jianyong,CHEN Ming,XU Jun,et al.The AC side output filter design of shunt active power filter[J].Electric Machines and Control,2010,14(10):15-20.

[14] 郑连清,赵永涛,单国栋.基于LCL滤波SPWPM高频链式矩阵变换器控制策略[J].电机与控制学报,2011,15(6):1-6. ZHENG Lianqing,ZHAO Yongtao,SHAN Guodong.Control strategy research for high frequency link inverter with LCL filter of matrix converter based on SPWPM[J].Electric Machines and Control,2011,15(6):1-6.

[15] 李瑞,徐殿国,徐壮,等.耦合电抗器在并联型三相并网逆变器中的应用[J].电机与控制学报,2012,16(12):7-12. LI Rui,XU Dianguo,XU Zhuang,et al.Application of interphase Inductor for parallel three-phase grid-connected inverters[J].Electric Machines and Control,2012,16(12):7-12.

[16] 邓翔,胡雪峰,龚春英.LCL滤波并网逆变电源的控制策略研究[J].电机与控制学报,2011,15(5):37-41. DENG Xiang,HU Xuefeng,GONG Chunying.Study on control scheme for grid-connected inverter with LCL filter[J].Electric Machines and Control,2011,15(5):37-41.

[17] 胡雪峰,韦徵,陈轶涵,等.LCL滤波并网逆变器的控制策略[J].中国电机工程学报,2012,27: 142-148. HU Xuefeng,WEI Zheng,CHEN Yihan,et al.A control strategy for grid-connected inverters with LCL filters[J].Proceedings of the CSEE,2012,27: 142-148.

[18] WU Weimin,HE Yuanbin,TAND Tianhao,et al.A new design method for the passive damped LCL and LLCL filter-based single-phase grid-tied inverter[J].Industrial Electronics IEEE Transactions on,2013,60(10):4339-4350.

[19] NUILERS Surasak,NEAMMANEE Bunlung.Control performance of active damp LCL filter of three phase PWM boost rectifier[J].Electrical Engineering electronics Computer Telecommunications & Information Technology,2010:259-263.

(编辑：张 楠)

Mechanism and optimized research on influence of RC snubber circuit in phase-shifted full-bridge ZVS converter

ZHU Guo-rong1,2， CHEN Ming2， XU Xiao-wei2， YANG Zhi2， WANG Ting-ting1， HUANG Hua-fang3

(1.College of Electrical Engineering,Guizhou Institute of Technology,Guiyang 550003,China;2.Automation School,Wuhan University of Technology,Wuhan 430070,China;3.School of Electronic Information and Automation,Tianjin University of Science & Technology,Tianjin 300222,China)

There are high voltage stress through rectifier diodes in phase-shifted full-bridge ZVS converter,so snubber circuit is needed to ensure performance of the system.Therefore,converter with RC snubber circuit in some cases becomes third-order unstable system,which leads to resonance close to switching frequency and even higher voltage stress through diodes.Equivalent circuit model during the energy transfer mode of phase-shifted full-bridge ZVS converter was established,and mechanism of how the RC circuit effect stability of the system and principle of how circuit parameters affect the oscillation were revealed.By analyzing and selecting appropriate parameters of RC snubber circuit,not only can the voltage stress of rectifier diodes in the transformer secondary side be inhibited,but also the oscillation brought by RC circuit be solved.In addition the efficiency of the whole system can be improved.A prototype of 3.2 kW(10 A,320 V)was designed to verify the theoretical analysis.

phase-shifted full-bridge ZVS；equivalent circuit model；RC snubber circuit；voltage oscillation

2015-05-18

湖北省重大科技创新计划项目(2014AAB007)；贵州省科学技术基金(黔科合LH字[2014]7369号)；天津市科技特派员项目(15JCTPJC63700)

朱国荣(1975—)，女，博士，副教授，研究方向为电力电子变换与控制技术； 陈 铭(1991—)，男，硕士研究生，研究方向为DC-DC变换； 徐小薇(1991—)，女，硕士，研究方向为DC-DC变换； 杨 志(1990—)，男，硕士，研究方向为DC-DC变换； 王婷婷(1975—)，女，硕士，副教授，研究方向为智能电力测量技术； 黄华芳(1979—)，女，博士，副教授，研究方向为电力电子技术和测控技术。

陈 铭

10.15938/j.emc.2017.03.010

TM 131

A

1007-449X(2017)03-0071-07