Boost型三电平AC/AC变换器

张友军， 陈可， 叶欣， 杨成明

(苏州大学 机电工程学院，江苏 苏州 215021)

Boost型三电平AC/AC变换器

张友军， 陈可， 叶欣， 杨成明

(苏州大学 机电工程学院，江苏 苏州 215021)

针对高输出交流电压的升压场合，研究Boost型三电平AC/AC变换器。相比于Boost型两电平AC/AC变换器，该变换器通过增加开关管数量和引进飞跨电容，构造了中间电平，可使开关管的电压应力降低一半，滤波器重量体积大大减小。其拓扑可以看成是两个输出电压极性相反的Boost型三电平DC/DC变换器组合而成，该变换器输入输出电压同相位，其飞跨电容电压等于输出电压的一半。详细分析其电路工作原理，给出一种新颖的控制策略，可对输出电压和飞跨电容电压同时进行控制；研制一台原理样机，给出了实验波形与测量结果。实验结果证实了理论分析的正确性和控制策略的可行性。

Boost型AC/AC变换器；三电平；飞跨电容；电压应力；控制策略

0 引 言

脉宽调制AC/AC变换器，相比于其它AC/AC交流变换技术，在体积重量、电路结构、变换效率、网侧电流谐波含量、输出电压波形质量及可靠性等方面，具有明显的综合优势[1-4]，可应用于工业加热、灯光控制、感应电动机的软启动以及风扇或水泵的速度控制领域[5]。当此类变换器应用于高压场合，若选用高耐压MOSFET时，则其通态电阻大，会降低电源的效率，而选用IGBT时，则其存在电流拖尾现象，限制了开关频率的提高，不利于减小变压器和滤波电感的体积[6]。三电平(three-level,TL)变换器是一种有效解决上述矛盾的方法，通过构造出中间电平使功率管的电压压力降为两电平时的一半[7]。

目前，国内外对三电平AC/AC变换器方面进行了一些研究。根据T.M.MEYNARD等人1992年提出的采用飞跨电容均压的多电平电路拓扑，文献[5]提出了Buck型三电平AC/AC变换器，该变换器用于降压场合，且输入输出相位相同；对Buck型三电平AC/AC变换器，文献[8]提出了基于时钟交错的定频积分控制策略；文献[9]研究了Buck-Boost型三电平AC/AC变换器，该变换器可用于升降压场合，但其开关管电压应力高(为输入、输出电压幅值之和的一半)，输入、输出之间无直接能量传递通路，从而影响变换效率，且输入输出相位相反。针对高输出交流电压的升压场合，本文详细研究了Boost型三电平AC/AC变换器，该变换器输入输出同相位，其开关管电压应力仅为输出电压峰值的一半。最后本文研制原理样机，给出了相关实验结果。

1 电路拓扑结构

如图1所示，文献[10]中提出了一种输入输出共地的Boost型三电平DC/DC变换器(B为共地参考电位点)，由开关管S1和S2、二极管D1和D2、飞跨电容Cfly、滤波电感Lf和滤波电容Cf构成，其中S1和S2控制信号相互交错180°，飞跨电容电压uCy=uo/2。该变换器的输出电压uo和输出电流io的极性均只能为正，能量只能由输入向输出单方向传递，即该变换器工作于第一象限，如图2(a)所示。

为了使上述变换器的输出电流io可以反向流通，在开关管S1、S2两端分别反并一个二极管(组合后分别统称为开关管S1a和S2a)，并在续流管D1、D2两端分别反并一个开关管(组合后分别统称为开关管S4a和S3a)，如图3所示，其中S1a和S4a互补导通，S2a和S3a互补导通，S1a和S2a控制信号仍然相互交错180°。此时输出电压uo极性始终为正，输出电流io极性可以为正或负，即该变换器能够在第一、二象限工作，如图2(b)所示。

图1 Boost型三电平DC/DC变换器Fig.1 Boost Type TL DC/DC converter

图2 Boost型三电平变换器的工作象限Fig.2 Working quadrant of Boost type TL converter

将图3中输入电压ui和开关管S1a、S2a、S3a、S4a分别反置，可得到一个相对于参考电位点B的输出电压负极性电流双象限的Boost型三电平DC/DC变换器，如图4所示。其输出电压uo极性为负，输出电流io极性可正可负，故该电路能够在三、四象限工作，如图2(c)所示。

将图3和图4中的电路进行组合，可得到一个能够在4个象限工作(如图2(d)所示)的Boost型三电平AC/AC变换器，如图5所示。该电路根据占空比D的大小去调节输入滤波电感后端(A点)电压uAB，从而得到所需输出电压，详见后文所述。

图3 输出电压正极性电流双象限Boost型三电平DC/DC变换器Fig.3 Boost TL DC/DC converter with output voltage positive and current two-quadrant

图4 输出电压负极性电流双象限Boost型三电平DC/DC变换器Fig.4 Boost TL DC/DC converter with output voltage negative and current two-quadrant

图5 Boost型三电平AC/AC变换器Fig.5 Boost Type TL AC/AC converter

2 工作原理

在一个输出电压周期内，根据输出电压极性，可将变换器分为uo>0和uo<0两种工作情况。当uo>0时，使b组开关管恒通，a组开关管高频通断，电路等效为输出电压正极性电流双象限Boost型三电平DC/DC变换器，工作在一、二象限；当uo<0时，使a组开关管恒通，b组开关管高频通断，电路等效为输出电压负极性电流双象限Boost型三电平DC/DC变换器，工作在三、四象限。仅以uo>0为例分析其工作原理。

为了便于分析，假设飞跨电容电压uCy近似等于输出电压的一半uo/2。

2.1 占空比D>0.5时

当占空比D>0.5时，变换器工作的主要波形如图6所示。在一个开关周期Ts内，变换器存在4种开关模态，如图7所示。其工作过程描述如下：

1)开关模态1[t0，t1]

如图7(a)所示，t0时刻，开关管S1a、S2a导通，S3a、S4a关断。在电源ui作用下，电感Lf储存能量，其电流iLf线性增加。飞跨电容电压uCy保持不变。A、B两点压降uAB=0。iLf增加量为：

(1)

2)开关模态2[t1，t2]

在t1时刻，开关管S1a、S3a导通，S2a、S4a关断，电感Lf释放能量，其电流iLf线性减小。飞跨电容充电，其电压uCy上升，如图7(b)所示。 A、B两点压降uAB=uCy，约为uo/2。iLf减小量为

(2)

3)开关模态3[t2，t3]

t2时刻，开关管S1a、S2a导通，S3a、S4a关断，其工作过程同模态1，如图7(c)所示。

4)开关模态4[t3，t4]

t3时刻，开关管S2a、S4a导通，S1a、S3a关断，其工作过程与模态2类似，区别在于，此时飞跨电容放电，其电压uCy下降，如图7(d)所示。A、B两点压降uAB=uo-uCy，约为uo/2。

图6 占空比D>0.5时的主要波形Fig.6 Main waveform @ D>0.5

图7 占空比D>0.5时各个模态的等效电路Fig.7 Equivalent circuit of each mode @ D>0.5

2.2 占空比D<0.5时

当占空比D<0.5时，变换器工作的主要波形如图8所示。在一个开关周期内，变换器同样存在4种开关模态，如图9所示。其工作过程描述如下：

1)开关模态1[t0，t1]

如图9(a) 所示，t0时刻，开关管S1a、S3a导通，S2a、S4a关断。在电源ui作用下，电感Lf储存能量，其电流iLf线性增加。飞跨电容充电，其电压uCy上升。A、B两点压降uAB=uCy，约为uo/2。iLf增加量为：

(3)

2)开关模态2[t1，t2]

在t1时刻，开关管S3a、S4a导通，S1a、S2a关断。电感Lf释放能量，其电流iLf线性减小。飞跨电容电压uCy保持不变，如图9(b)所示。A、B两点压降uAB=uo。iLf减小量为

(4)

3)开关模态3[t2，t3]

t2时刻，开关管S2a、S4a导通，S1a、S3a关断，其工作过程与模态1类似，如图9(c)所示，区别在于，此时飞跨电容放电，uCy下降，A、B两点压降uAB=uo-uCy，约为uo/2。

4)开关模态4[t3，t4]

t3时刻，开关管S3a、S4a导通，S1a、S2a关断，其工作过程同模态2，如图9(d)所示。

图8 占空比D<0.5时的主要波形Fig.8 Main waveform @ D<0.5

2.3 基本关系

变换器稳态工作时，在一个开关周期内iLf的增加量几乎等于它的减小量。

在D>0.5时，由式(1)和(2)可得：

(5)

在D<0.5时，由式(3)和(4)可得：

(6)

无论D>0.5还是D<0.5，所有开关管上的电压应力均为：

uDS=uo-uCy=uCy=uo/2。

(7)

由式(5)、式(6)可以看出，Boost型三电平AC/AC变换器与Boost型两电平AC/AC变换器的输入输出关系相同。

图9 占空比D<0.5时各个模态的等效电路Fig.9 Equivalent circuit of each mode @ D<0.5

由图6、图8以及式(7)可以看出Boost型三电平AC/AC变换器中开关管的电压应力与两电平时相比降低为输出电压的一半。

3 控制策略

若采用输出电压单闭环控制，不对飞跨电容电压进行控制，则飞跨电容电压uCy与输出电压一半uo/2相差较大，从而无法构造出合适的中间电平，结果会造成四对交流开关管的电压应力严重不均等，无法降低为两电平时的一半。为此，结合输出电压极性判断，对输出电压和飞跨电容电压进行联合控制，其结构框图如图10所示。

图10 控制策略框图Fig.10 Block diagram of control strategy

该控制策略主要分为输出电压闭环控制、飞跨电容电压闭环控制、输出电压极性判断、载波调制、逻辑调制5个部分组成。

输出电压反馈信号uo_f和输出电压基准信号uo_ref比较后，经输出电压PI调节器得到误差放大信号uo_e；飞跨电容电压反馈信号uc_f和飞跨电容电压基准信号uc_ref(uo/2)比较后，经电容电压PI调节器得到误差放大信号uc_e；uo_e和uc_e分别乘以权重K1和K2后相加，再经双极性三角载波uc_1调制后得到高频PWM信号uP2，同时uo_e和uc_e分别乘以权重K1和K2后相减，再经双极性三角载波uc_2(与uc_1相差180°相角)调制后得到高频PWM信号uP3；输出电压采样信号uo_f经过零比较器得到低频的输出电压极性信号uP1；uP1、uP2、uP3分别反向得到uN1、uN2、uN3；最后uN1分别和uP2、uN2、uP3、uN3相互逻辑与后得到开关管S1a、S2a、S3a、S4a的控制信号K1a、K2a、K3a、K4a，uP1分别和uP2、uN2、uP3、uN3相互逻辑与后得到开关管S1b、S2b、S3b、S4b的控制信号K1b、K2b、K3b、K4b。

4 实验结果

基于上述分析，采用图10所示控制策略，研制了一台Boost型三电平AC/AC变换器原理样机。其输出电压有效值为220V，频率50Hz；Cfly=3.3 μF，Lf=0.6 mH，Cf=4.4 μF；采用电压霍尔传感器HNV-025A隔离采样飞跨电容电压；开关管选用IRFP460A；开关频率fs=25 kHz。

图11为输入电压等于90 V，占空比D>0.5时的实验波形。

图11 占空比D>0.5时的实验波形Fig.11 Experimental waveforms at D>0.5

图12为输入电压等于130 V，占空比D<0.5时的实验波形。

图12 占空比D<0.5时的实验波形Fig.12 Experimental waveforms at D<0.5

从中可以看出，无论D>0.5或D<0.5，飞跨电容电压uCy均为输出电压uo的一半；图中uDS_S1a、uDS_S1b分别为开关管S1a和S1b的漏源两端电压，由图11(d)和图12(d)知，开关管电压应力均大致为uo/2，为两电平时的一半；a组开关管在输出电压正半周高频斩波，负半周恒通；b组开关管在输出电压正半周恒通，负半周高频斩波；由图11(c)知，当D>0.5时，输入滤波电感后端电压uAB在0和uo/2之间变化；由图12(c)知，当D<0.5时，uAB在uo和uo/2之间变化。

输出功率Po=100～500 W，两种不同输入电压条件下的效率曲线，如图13所示。其中曲线1、2分别为输入电压等于130 V、90 V时的效率。显然，输入电压越高，则效率越高。

图13 不同输入电压时的效率曲线Fig.13 Efficiency curves at different input voltages

5 结 论

1)提出了Boost型三电平AC/AC变换器的拓扑结构，其可看成是两个输出电压极性相反的Boost型三电平DC/DC变换器组合而成。相比于Boost型两电平AC/AC变换器，其通过增加开关管数量和引进飞跨电容，构造了中间电平，可使开关管的电压应力降低一半，滤波器重量体积大大减小，可用于高压输出场合。

2)当占空比D>0.5和D<0.5时，Boost型三电平AC/AC变换器的工作模态和等效电路有所不同。针对飞跨电容电压需跟随输出电压一半的问题，提出了联合控制输出电压和飞跨电容电压的方法。

3)实验验证了所提出的拓扑结构和控制策略的正确性和可行性。且实验结果表明，采用该控制策略的Boost型三电平AC/AC变换器具有结构简单、输出波形品质好、控制容易等优点。

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(编辑：张 楠)

Boost type three-level AC/AC converter

ZHANG You-jun， CHEN Ke， YE Xin， YANG Cheng-ming

(School of Mechanical and Electrical Engineering,Soochow University,Suzhou 215021,China)

Boost type three-level AC/AC converter was studied,which can be used in step-up occasion with high ac output voltage.Compared with the Boost type two-level AC/AC converter,by increasing the number of switch,introducing a flying capacitor and forming the middle voltage level,the voltage stress of switches in this converter is reduced half,and the volume and weight of its filter is also greatly reduced.Its topology was seen as a union of two Boost type three-level DC/DC converters with opposite output voltages.Its output voltage is in the same phase with the input,and the flying capacitor voltage of the converter is equal to half of the output voltage.The circuit operational principle was analyzed in detail,and a novel control strategy was given which can both control the output voltage and the flying capacitor voltage at the same time.A prototype was designed,and its experimental waveforms and measurement results were given.The experimental results verify correctness of the theoretical analysis and feasibility of the control strategy.

Boost type AC/AC converter；three-level；flying capacitor；voltage stress；control strategy

2016-01-24

国家自然科学基金(51477107)；中国博士后科学基金(2015M571805)；江苏省博士后科学基金(1402107C); 江苏省光谱成像与智能感知重点实验室开放基金(30916014010407)；中央高校基本科研业务费专项资金南京理工大学近程高速目标探测技术国防重点学科实验室2016年开放基金(30920130129625)；江苏省高等学校大学生创新创业训练计划项目(5731506915)

张友军(1970—)，男，博士，副教授，研究方向为电力电子变换及其控制技术； 陈 可(1991—)，男，硕士，研究方向为电力电子变换及其控制技术； 叶 欣(1992—)，男，硕士研究生，研究方向为电力电子变换及其控制技术； 杨成明(1995—)，男，本科生，研究方向为电力电子变换及其控制技术。

张友军

10.15938/j.emc.2017.03.007

TM 46

A

1007-449X(2017)03-0048-07