圆极化倾斜波束介质谐振天线设计

张 昭，曹祥玉，李思佳

(空军工程大学信息与导航学院， 西安710077)

0 引言

移动通信和卫星导航的快速发展使得倾斜波束天线成为无线通信系统中必不可少的一部分。现阶段天线波束倾斜主要通过阵列天线方向图综合［1-3］或者采用特殊设计结构的单元天线［4-8］来实现。阵列天线较大的尺寸和复杂的馈电网络限制了其应用范围，而采用特殊设计结构的倾斜波束单元天线克服了上述缺点，引起研究人员的极大兴趣并开展了深入研究。文献［4］采用U型缝隙结构设计了一种可重构倾斜波束天线，实现了30°和331°方向的波束倾斜;文献［5］通过在带状线两个金属面开凿矩形“窗口”，同时，在下表面的“窗口”附加金属背腔实现了27°的波束倾斜;文献［6-7］采用不同馈电方式的螺旋天线实现了圆极化倾斜波束，但波束倾斜在一定程度上依赖于反射接地板。

不同于传统金属贴片微带天线，介质谐振天线(Dielectric Resonator Antenna，DRA)以高介电常数介质谐振器(Dielectric Resonator，DR)为辐射单元，具有高辐射效率、低损耗、尺寸小和易馈电等特点。自1983年DRA问世以来［8］，其结构从最初的矩形、圆柱形介质发展到了双层介质、分形结构介质、内外层嵌套介质等多种形式［9-10］，馈电方式也有同轴线、缝隙耦合、微带线和共面波导等多种形式［11-12］，这些研究推动了介质谐振天线性能的提升。

鉴于移动通信、导航定位等应用环境对天线波束和极化方式的特殊要求，本文设计了一种圆极化倾斜波束介质谐振天线，该天线以表面具有一定倾斜角度的介质谐振器为辐射单元，采用改进的正交不等长缝隙结构耦合馈电，在18.2%的轴比带宽内，达到了30°的波束倾角指标，实现了圆极化天线和倾斜波束天线的一体化设计。

1 天线结构设计与分析

DRA和馈电缝隙结构如图1所示，将传统微带天线的金属辐射贴片用DR替换，利用改进的正交不等长缝隙结构进行耦合馈电，金属接地板上下两侧为介电常数为2.2的介质基板，厚度均为0.5 mm。DR位于上层介质基板中心位置，介电常数为10.2。其他参数如下:a=b=16 mm;L=3.4 mm;w=2 mm;Δh=1.6 mm;L1=7.5 mm;L2=3.5 mm;Lx1=1.12 mm;Lx2=1.38 mm。

图1 DRA结构示意图

对矩形介质谐振器谐振模式的分析可以采用介质波导模型理论［13］。DR长、宽、平均高度(上表面中心位置高度值)分别为a，b，h，则沿(x，y，z)各维的波数 kx，ky，kz满足

式中:εeff为DR和上层介质板的等效介电常数;k0为自由空间波数。利用上式可以计算出本文天线谐振主模 TEδ11的频率为 9.44 GHz。

从图1b)、图1c)可以看出，该天线有两处明显的非对称结构设计:DR和馈电缝隙结构。馈电缝隙激励的谐振模式和介质谐振模式在一定程度上是两种独立的谐振模式［12］。缝隙结构和上下层介质决定了缝隙谐振模式，调节正交缝隙和末端拐角缝隙参数可以激励起两个幅度相等、相位相差90°的线极化波，从而形成圆极化辐射波;而介质谐振模式主要取决于DR的尺寸和介电常数，鉴于这方面已有很多研究成果［8-13］，这里不再赘述，下文只讨论DR表面倾斜角度，即高度差Δh对天线性能的影响。

2 仿真分析与实验对比

2.1 DR表面倾斜角度对天线性能的影响

传统矩形介质谐振天线通过调节DR结构的长宽比、长高比及介电常数来改善天线性能。将矩形介质谐振器上表面倾斜处理，通过改变两边的高度差来改变表面倾斜角度，增加了结构设计的自由度，借助结构的非对称性实现了辐射波束指向的改变。在其他参数不变的情况下仿真分析了Δh对S11和轴比的影响，结果如图2所示。由于DR长、宽和中心高度均未变化，Δh的变化对谐振主模频点位置影响甚微，主要影响谐振频点处S11曲线的深度。微调Δh可以使轴比带宽获得较大的展宽，但是由缝隙结构形成的轴比频带并未覆盖主模TEδ11谐振频率9.44 GHz，由此证实了前文论述，即缝隙谐振模式和介质谐振模式在一定程度上是相互独立的，通过优化DR和缝隙结构参数可以使带宽获得较大扩展。

图2 Δh对S11和轴比的影响

表面倾斜角度对波束偏转角度的影响可以用Snell定理来解释，如图3所示。由式(3)可知，高度差Δh决定了倾斜角度θ，在介质和空气分界面处，折射率的变化使波的传播方向发生偏转，且高度差Δh(即入射角θ)越大，波束偏转角度(即折射角θt)越大。需要注意的是，为获得较大波束偏转角度而增加表面倾斜角度时，DR和缝隙结构参数均需要再优化以获得良好的阻抗和轴比特性。

图3 分界面处的Snell定理

2.2 缝隙结构对天线性能的影响

缝隙耦合馈电条件下，缝隙结构决定了耦合能量的大小。以一般正交不等长缝隙为基础，在其两端增加拐角缝隙进行改进，两者的电流分布对比如图4所示。增加拐角缝隙后，随着电场的相位变化，缝隙相交处电流有所减弱，电流集中分布在缝隙末端拐角处，并且随着馈电相位变化呈现出旋转交替变化的特征。缝隙对带宽的影响主要取决于两个正交长缝隙，图5给出了不同L1/L2比值条件下相对带宽变化曲线，可以看出随着L1/L2的增大，缝隙结构的非对称性增强，阻抗带宽和轴比带宽均呈现出先增大后减小的趋势，当L1/L2值为2～2.4时，相对带宽达到最大值。由此可知，两个正交缝隙所产生的谐振峰经历了相距较远、逐渐靠近、再远离的变化过程，当两者较近时形成宽带谐振。

图4 缝隙周围电流分布图

图5 带宽变化曲线

将文献［6-7］和本文所设计的圆极化倾斜波束天线在满足不同条件下(S11＜-10 dB，AR＜3 dB和波束倾斜30°)的性能参数进行对比可以看出，本文采用表面倾斜的DR设计的介质谐振天线在同时满足S11、AR和波束倾斜30°的条件下，具有宽频带、低剖面的特点，见表1。

表1 性能参数对比

3 实测结果

根据以上分析，选取如下参数进行实物加工制作:L1/L2=2.04，Δh=1.6 mm，天线实物如图6所示。分别测试了天线回波损耗S11、轴比和11 GHz、12 GHz、13 GHz方向图，仿真和实测结果对比如图7、图8所示。可以看到，S11和轴比的测试结果与仿真结果基本一致，需要说明的是，仿真建模时DR精确地位于上层介质基板的中心位置，而实物安装时会存在细微偏差，对S11和轴比测试结果产生一定影响。由于正交缝隙长度L1＞L2，该天线辐射右旋圆极化波，在30°左右较宽的波束范围内，交叉极化隔离度保持在10 dB以上，仿真与实测结果吻合较好。

图6 天线实物图

图7 S11和AR结构

图8 各频点方向图

4 结束语

本文将表面倾斜的DR和改进的正交不等长缝隙馈电结构相结合，设计了一种介质谐振天线，实现了宽频带圆极化倾斜波束。仿真结果表明，波束倾斜30°条件下的轴比带宽达到18.2%，同时天线具有明显的低剖面特点。实验测试与仿真结果相一致，验证了该方法在圆极化倾斜波束天线设计中的有效性。

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