一种双伪码MSK扩频同步方案的设计

2013-08-17吕卫华张定云

哈尔滨商业大学学报（自然科学版） 2013年3期

吕卫华，李陟，张定云

(1.中国空空导弹研究院，河南洛阳471009;2.南京航空航天大学电子信息工程学院，南京210016)

MSK信号具有包络恒定、相位连续、带宽较窄、频谱主瓣能量集中、旁瓣滚降衰落快、频谱利用率高等优点.双伪随机码直接序列扩频通信技术具有抗干扰能力强、截获概率低、多址性好和频带利用率相对较高、解调方便等特点，因此双伪随机码MSK直序扩频通信在军用通信系统、武器制导系统等军事技术领域得到了广泛的应用[1－2].

在高动态猝发式直扩通信中，伪码快捕和实时跟踪是必须解决的关键问题之一.本文设计了一种采用全并行二维搜索和差分峰值判决算法实现伪码的快速捕获、采用一阶锁频辅助二阶锁相实现载波跟踪的同步方案，较好地解决了高动态、低信噪比条件下双伪随机码MSK直扩信号的同步问题.

1 双伪码MSK直扩系统模型

双伪码MSK直扩系统发送模型如图1所示，其中:发送信号TMSK(t)为:

其中:DI(t)和DQ(t－Tc)分别表示信源奇偶序列经差分编码后形成的数据，PNI(t)和PNQ(t－Tc)分别表示I路和Q路正交扩频码序列，Tc为伪码周期，f0为载波频率.

图1 双伪码MSK直扩系统发送模型

双伪码MSK直扩系统接收模型如图2所示.在接收端，假设信道理想，接收信号RMSK(t)=TMSK(t)，射频接收机接收到信号后作下变频得到基带I、Q两路信号.基带接收机将模拟基带I、Q信号数字化后通过解扩、解调得到有用数据.本文的研究重点是其中解扩部分的算法及其在FPGA中的实现方法.

图2 双伪码MSK直扩系统接收模型

接收信号经下变频后得到基带I、Q两路信号，分别为:

其中:fd和θd分别为本地载波与发射载波之间的频差和相差.直扩系统的同步包括了伪码同步和载波同步两个方面.

2 双伪码MSK直扩信号捕获

伪码捕获的目的是使本地伪码与接收信号的伪码相位差缩小到一个码元周期内.在高动态、猝发通信系统中往往要求在几个信息符号周期内实现伪码捕获.由于收、发两端钟振频差和多普勒效应等因素引起的载波频偏将使伪码相关峰下降，从而影响伪码的捕获[3].如果采用单路匹配滤波器，虽然可以实现伪码相位的并行搜捕，但仍需要在一定宽度的频偏范围内对载波频偏进行串行搜索.特别是在高动态、猝发通信中，这将大大增加伪码捕获的时间.鉴于此，本文提出了全并行伪码搜捕方案.全并行伪码搜捕方案使用N路频率间隔为Δf的并行正交混频通道覆盖宽度为N×Δf载波频偏，并对下变频后的扩频信号进行分时匹配滤波，通过对各通道相关峰值比较得出捕获判断.

2.1 并行正交混频器设计

并行正交混频器结构如图3所示，带有频偏fd的基带扩频信号与并行正交混频器频率中Δf间隔为Δf的N路本地载波混频得到N路残留频偏不同输出信号.并行混频模块由NCO、频率合成、正交混频器组成.假设MSK的符号速率为Rs，综合考虑载波跟踪的快捕带宽、收敛速度、由频偏带来的直扩相关峰值降低量、通道间相关峰值分辨力等因素，通道间的频偏间隔可选择Rs/2.则系统对频偏的单次搜索宽度可以达到N×Rs/2.

图3 并行正交混频器结构

并行正交混频器使用2个NCO输出2个频率分别为f0和Δf的正、余弦信号通过三角运算得到N个通道的本地载波.输入基带信号与频率分别为f0+nΔf的第n路本地载波进行正交混频，得到N路频偏不同的信号In和Qn，其中

其中:θ'为NCO的初始相位，θ'd为本地 NCO与输入基带信号之间的相差，f0+nΔf－fd为第n路信号的频偏残差，记为fnd.N路信号分别进入匹配滤波器产生各自的相关峰.由于每个通道经频谱搬移后的频偏残差不同，产生的相关峰值大小也不同.频偏残差最小的一路信号其相关峰值最大.一旦N路峰值中的最大值超过捕获门限并通过校核即可实现伪码的初步捕获.

2.2 匹配滤波器设计

由于双伪码MSK的同相和正交支路所使用的伪码不同，为了减少能量损失，使用正交四通道相关处理，即使用四路匹配滤波来实现伪码相关运算[4－5]，如图4 所示.

图4 正交四通道相关原理框图

In和Qn经匹配滤波器后的输出可近似表达为:

其中:ξTc为接收信号与本地信号的伪码相位差，0A代表信号幅度经运算后的结果，Tb为信息符号周期，RIQ、RI和RQ分别为I路和Q路伪码的互相关函数和自相关函数.式中[2R2IQ(ξTc)+(ξTc)+(ξTc)]代表由于接收伪码相位与本地伪码相位差对相关峰值的影响，RIQ是由于I路和Q路伪码不同而引入相关峰的自干扰代表频偏对相关峰的影响.

如果使用N×4路匹配滤波来实现N路伪码捕获，将会占用大量硬件资源.在实际设计时可使用速度换面积的思想，通过提高匹配滤波器的运算速度，使N路信号分时复用一套匹配滤波器.匹配滤波器结构如图5所示.

图5 匹配滤波器结构

2.3 捕获判决策略的改进

由于频偏对相关峰幅值的影响表现为Sinc函数的平方，当各路信号之间频率间隔较小时，相关峰在噪声条件下难以分辨.所以在工程实现时，需要对伪码捕获判决变量进行优化设计.由于系统工作于猝发模式，在猝发初期，可提供少量全“0”或全“1”导引信息用于直扩捕获，所以可使用下式作为改进的捕获判决变量.其中:yIIyIQyQI如图4所示，分别为4路匹配滤波器输出，化简可得捕获判决变量为:频偏对和峰值影响如图6所示.可见使用判决变量的相关峰值对频偏的敏感性远大于特别在低信噪比条件下频偏不同的通道相关峰值也相差较大.在设计时，可将频偏搜索分为粗搜和细搜两个阶段.在粗搜阶段各路信号之间频差设置为Rs/2，捕获判决变量使用细搜阶段各路信号之间频差设置为Rs/4或更小，捕获判决变量使用峰值最高的通道表示其频偏最小.

3 载波跟踪

由于载波并行搜索使得频偏减小到Rs/8之内，理论上已经可以实现解调，但为了提高解调信噪比，并在载波跟踪速度和精度上取得平衡，本文使用一阶AFC辅助二阶PLL的方案实现载波的跟踪.载波跟踪的结构框图如图7所示.环路滤波器系数，K0=的控制灵敏度，Kd为检相器增益，ωn为环路自然角频率，ζ为环路阻尼因子.C3为FLL环路滤波器系数，根据信号满程能量值和实际信号能量值的关系确定.