利用微分电路减小PCB上串扰的方法*

王亚飞 陈迎潮 杨曙辉 杨鸿文 李学华

(1.北京邮电大学信息与通信工程学院，北京100876;2.北京信息科技大学信息与通信工程学院，北京100101;3.南卡罗莱纳大学电气工程系，美国哥伦比亚29208)

随着集成电路技术的进步和客户要求的提高，电子设备向着处理速度更快、物理尺寸更小的方向发展，这使得集成电路的工作频率越来越高、规模越来越大、引脚越来越多，印刷电路板(PCB)上电路的密度越来越大，芯片间通过引脚互连面临着巨大的挑战.而限制PCB上芯片间引脚互连的瓶颈之一就是传输线间的串扰.串扰是指有害信号从一个网络转移到相邻网络，它普遍存在于芯片、印刷电路板、互连件以及其它非屏蔽的高速高密度电路中［1-2］.

高速电路的设计者一般都是从传输线的物理结构角度来考虑减小串扰，比如减小耦合长度、增加信号路径之间的距离、使用有短路过孔的防护布线或者改变传输线的结构等［1-7］，这些减小串扰的方法效果有限且大多以硬件的面积资源为代价;除此之外，也可以使用特定的发送、接收电路［8］或中继插入技术来减少串扰［9］，或者通过总线编码［10-11］来抵抗串扰.但对于解决PCB上芯片间互连时存在的串扰，这些串扰减小方法都过于复杂，难以直接应用.

从通信的角度来看，传输线间的串扰通路也是一种线性系统，因此理论上也可以用各种干扰抵消的方法来解决.虽然在通信领域已经存在大量的干扰抵消方法［12-13］，然而这些方法默认这样一个假设，即执行干扰抵消的算法或装置的电路实现是理想的，因此难以直接用于解决本研究所考虑的PCB上总线间串扰问题.对于PCB上总线串扰的抵消或者减小问题，一个约束条件是:只能用模拟电路来进行信号处理，并且电路的复杂度要尽可能地低.注意到传输线间的串扰可建模为微分传输特性，文中提出了一种应用于PCB上的总线串扰抵消方法，即在传输线终端利用RC微分电路来减小串扰.为验证文中方法的有效性，文中还进行了仿真和测试，并与其它方法进行了比较.

1 串扰抵消原理

传输线间信号耦合所形成的串扰模型如图1(a)所示，把噪声源所在的传输线称为干扰线，把有噪声产生的传输线称为受扰线.图1(a)中，当b点无激励时，a点输入信号va(t)在d点的耦合输出vd(t)就是干扰线对受扰线的串扰.串扰产生的物理原因是干扰线和受扰线之间的互容和互感［1］.当传输线工作在较高频率下时，信号的上升时间和下降时间较短，由此引发的瞬时电压转换会引起严重的串扰，而且两条传输线在布线空间上越接近，互感与互容就越大，特征阻抗及时延改变也越大，这样，在两条传输线间就会产生更严重的串扰.

图1 传输线间的串扰模型Fig.1 Analytical model of crosstalk between two transmission lines

根据文献［14］，在图1(a)中，忽略二次串扰后，干扰线上a点到受扰线上远端d点的传输特性(即串扰)可以表示为

式中，Z0为传输线的特性阻抗，Cm为传输线间的单位长度耦合电容，Lm为传输线间的单位长度耦合电感，l为传输线的耦合长度，t为时间.

假设干扰线上a点到c点的信号传输近似是理想的，则图1(a)所示的电路模型可以等效为图1(b)所示的信号模型.根据式(1)可以得到图1(b)中a点到d点的频域传递函数Had(f)为

式中，f为频率.

分析图1(b)可以发现，由于a点到c点的信号是近似理想传输，所以如果能在传输线同一端的c点到d点构建一个传输特性近似等价于Had(f)的电路，就可以通过叠加的方法进行串扰抵消.基于此可以得到串扰抵消的信号模型，如图2所示.

图2 串扰抵消的信号模型Fig.2 Signal model of crosstalk cancellation

2 利用RC微分电路减小串扰的方法

根据串扰抵消原理，实现串扰抵消就是要寻找传输特性近似等价于Had(f)的电路，同时电路在实现上要比较容易.由式(2)可知，Had(f)具有微分电路的传递特性，所以可以用RC微分电路构成等价于Had(f)的电路.根据这个特征，文中提出利用RC微分电路来减小串扰，对应的电路设计如图3(a)所示.由于在实际的电路系统中，传输线既是干扰线同时也是受扰线，所以使用两组RC微分电路相互进行串扰抵消，其中任意一组由电阻R和电容C构成的微分电路可以近似地认为它的传递函数为

图3 利用RC微分电路减小串扰的电路模型Fig.3 Circuit model of crosstalk reduction based on RC derivative circuit

比较式(2)和(3)可知，只要选择合适的R、C值，就可以使构造的RC微分电路的传输特性近似等价于Had(f)，这样图3(a)中传输线的远端就可以实现串扰的抵消.在R、C的取值上，就是要求

分析图3(a)的电路可以看出，图3(a)的电路可以等效于图3(b)的电路，图3(b)的电容C与图3(a)中电容C相等即可，此时两条传输线相互进行串扰抵消时复用电容C组成微分电路.考虑到干扰线和受扰线都要与下一级进行互联，此处取R=Z0，那么此时C满足式(5)即可:

对于PCB板上的平行微带传输线，Z0、Cm、Lm可综合文献［15-17］中的计算方法获得:

式中，ε为微带线介质基片的介电常数，εr为相对介电常数，μ为微带线介质基片的磁导率，h为微带线介质基片的厚度，r为微带线金属片的厚度，w微带线金属片的宽度，s为微带线间边缘到边缘的距离.

在理想情况下，通过合适的R、C参数设置，可以把串扰完全抵消.实际上，由于多种因素的影响，串扰不会被完全抵消.这是因为:(1)在高速数字信号传输的情况下，a点到c点的传递函数不是绝对理想的，即vc(t)只能近似等于va(t);(2)当受扰线上有信号传输时，它也同样会在干扰线上的c点产生串扰，致使重构的信号与va(t)在d点的串扰vd(t)产生偏差;(3)实际元器件的值也不可能没有偏差.虽然存在上述这些原因，但从下文的仿真与实验结果来看，文中提出的设计方法仍能显著减小串扰.

另外需要说明的是，式(1)中的远端串扰是容性耦合和感性耦合之差的函数，对于典型的非均匀电介质传输线，如PCB上的微带线，容性耦合通常是小于感性耦合的［18］，所以此时式(5)有正确的值，即对于减小PCB上微带线间的串扰文中方法是有效的，同时也说明文中方法适用于容性耦合小于感性耦合的情况.

3 仿真与实验

为了验证本研究所提出的减小串扰方法的有效性，利用ADS软件进行了仿真［19］.在软件版图界面创建了PCB上的两条平行微带传输线A和B，它们的布局及端口设置如图4所示，具体参数为:w=1mm，s=1mm;h=0.6 mm，r=70 μm，εr=4.6，μr=μ/μ0=1，μ0为真空中磁导率，l=10 cm，金属为铜，微带线的特征阻抗Z0约为50 Ω.利用软件提供的Momentum仿真器对布局元件进行了三维平面电磁场仿真，然后把具有实际物理意义的布局元件引入到原理图界面进行电路仿真.

图4 两条平行微带传输线的结构及相关参数Fig.4 Structure and related parameters of two parallel transmission lines

3.1 仿真与实验结果分析

根据图3(b)建立系统S参数的电路仿真模型，如图5所示.通过式(5)可以计算出RC微分电路中电容C的值约为1 pF，仿真提取了使用RC微分电路减小串扰方法前后系统的远端散射参数S(4，1)，结果如图6所示.从图6中可以看出，在3 GHz以下频率使用微分电路减小串扰方法可以使串扰峰值衰减10dB以上.

图5 提取系统S参数的电路仿真模型Fig.5 Circuit simulation model of extracting S-parameter

图6 使用微分电路减小串扰方法前后的远端散射参数仿真对比Fig.6 Comparison of simulation results of far-end S-parameter before and after using RC derivative circuit

同时，在相同条件下进行了串扰的时域仿真，当干扰线上由幅度为1 V、上升时间为0.1 ns的信号驱动时，提取了使用RC微分电路减小串扰方法前后的串扰时域信号，结果如图7所示.从图7中可以看出，使用RC微分电路串扰峰值约降低70%(约衰减10dB)，时域信号仿真与远端散射参数仿真结果一致.

图7 使用微分电路减小串扰方法前后的串扰时域信号仿真对比Fig.7 Comparison oftime-domain simulation results of crosstalk before and after using RC derivative circuit

为了进一步验证文中方法的有效性，按照图5的S参数仿真模型及相关参数制作了实验电路，如图8所示.实验电路中，RC微分电路采用了SMT0603电容，电容有±0.1 pF的误差，利用Agilent E5070B矢量网络分析仪对使用RC微分电路前后的远端散射参数S(4，1)进行了测量，对比结果如图9所示.由图9可以看出，使用RC微分电路减小串扰方法后的远端串扰较未使用任何串扰防护措施时有了较大的衰减.

图8 实验电路的测试原理和实物图Fig.8 Test principle and layout of experimental circuit

图9 使用微分电路减小串扰方法前后的远端散射参数实测对比Fig.9 Comparison of test results of far-end S-parameter before and after using RC derivative circuit

图10给出了使用RC微分电路后的电路仿真串扰峰值衰减与电路实测的串扰峰值衰减对比.从图中可以看出实测结果与仿真结果基本吻合，但也存在误差，这主要是由电路的加工工艺、元器件值的偏差以及测量设备引起的.图10中，在1.7 GHz频率以下，电路仿真与实测结果都表明此时串扰峰值衰减在10dB以上;而当频率在1.7GHz到3.0GHz之间时，实测的串扰峰值衰减在6～10 dB之间，与仿真的10dB左右存在着误差，此情况除了是因为测量设备误差和电路板的加工精度外，主要是由于微分电路中的电容在高频时寄生了电感.选用封装较小的电容可以使寄生电感降低，从而使实际结果更加接近仿真结果.

图10 仿真与实测的远端串扰峰值衰减对比Fig.10 Comparison of tested and simulated attenuation of far-end crosstalk

3.2 与其它方法的比较

表1给出了两条平行微带传输线在边到边距离已经确定且频率范围为0～1.5GHz时，文中所提的RC微分电路方法与文献［6］、［7］中方法在串扰衰减量和PCB面积增加量方面的对比结果.从表中可以看出，利用RC微分电路减小串扰的方法相比其它方法具有一定的优势，与文献［6］中所提的利用防护带减小串扰的方法相比，串扰衰减可以提高3dB以上.同时需要注意的是，使用防护带减小串扰方法的约束条件是在两条传输线间要有足够的空间以便能添加进去合适的防护带结构，而文中所提方法的使用并不受此约束，即如果在传输线间距离很近、已经无法添加防护布线的情况下，使用文中提出的RC微分电路减小串扰方法将更有优势.与文献［7］中提出的利用阶式传输线减小串扰的方法相比，文中方法在串扰衰减和节省PCB板宽度上都具有明显优势.由于文中所提方法的电路易于实现，且不会增加电路板的层数和复杂度，所以付出的代价较低.

表1 3种方法的性能对比Table 1 Performance comparison of three methods

4 结语

文中从信号处理的角度出发，利用抵消原理研究了PCB上的串扰减小问题，提出用重构的串扰信号去抵消受串扰叠加的信号.该方法利用RC微分电路就能够减小PCB上微带传输线间的串扰.仿真与实验结果显示，这种方法能使PCB上微带传输线间的串扰峰值衰减10 dB以上.与传统的从物理结构角度来减小串扰的方法相比，文中方法的电路易于实现，代价较低，效果较好.由于对文中方法的分析是在忽略二次串扰的情况下进行的，虽然减小串扰效果明显，但如何最大限度发挥RC微分电路减小串扰的效果还有待进一步研究.

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