单极性SPWM逆变桥驱动方式研究

潘文诚

（浙江科技学院 自动化与电气工程学院，杭州310023）

单相全桥式SPWM逆变电路的拓扑及输出波形如图1所示，由含开关管S1H、S1L及续流二极管D1H、D1L的桥臂1和含开关管S2H、S2L及续流二极管D2H、D2L的桥臂2组成，也称H桥。续流二极管一般为开关管MOSFET或IGBT内带的体二极管。H桥单极性驱动时，全桥4个开关管的开关频率分成高频载波频率和低频调制波频率两种。在每个斩波（载波开关）周期内，桥路的输出电压Uab在正和零（或零和负）间跳变，正、负两种电平不会同时出现在一个斩波周期内。在工程实践中［1－4］，单极性逆变桥路具有多种驱动方式，笔者按照斩波作业在桥臂中所处的位置及其互补与否，将它们归纳成单臂斩波驱动和双臂斩波驱动两大类，以及带同臂互补与不带同臂互补等多种驱动方式。理论分析与样机实验发现，不同的驱动方式造成了逆变桥臂单端输出波形、双端输出谐波上的差异，通过研究这些差异，对在工程上正确合理地选择单极性SPWM逆变桥路的驱动方式无疑是有益的。

图1 单相全桥型SPWM逆变电路及输出波形Fig．1 Monophasic full bridge SPWM inverter circuit and output waveform

1 单臂斩波驱动

1．1 单臂斩波驱动的工作过程

单臂斩波驱动方式是在整个调制波周期内，只有一个桥臂的开关管参与斩波作业，其时序如图2（a）所示。桥臂1的上开关管S1H和下开关管S1L以调制波半周期交换的形式工作在高频载波频率，桥臂2的下开关管S2L和上开关管S2H以调制波半周期互补的形式工作在低频调制频率。结合图1（b）可以看到，开关管S1H和S2L调制出SPWM波的正半周，开关管S1L和S2H调制出SPWM波的负半周。

如果在调制波的正半周，对桥臂1的下开关管S1L以载波频率作上开关管S1H的同臂互补作业；在调制波的负半周，对桥臂1的上开关管S1H以载波频率作下开关管S1L的同臂互补作业，可得到如图2（b）所示时序的带同臂互补的单臂斩波驱动方式。

图2 单臂斩波驱动及带同臂互补的单臂斩波驱动Fig．2 Single－arm chopped driving mode and identical driving mode utilizing complementary same－arm

1．2 单臂斩波驱动时的桥臂输出

图3是桥路在单臂斩波驱动方式（带同臂互补与不带同臂互补）下，图1中a、b点输出Ua、Ub经LC滤波后的样机实验结果。

在图2时序驱动下，桥臂1中点a对地的时域响应Ua如图3上部波形1所示。这是单臂斩波的反映，调制波正半周时，桥臂2下管S2L单脉波常开，桥臂1上管S1H多脉波斩波，Ua在负载之上随着上管S1H对直流电源DCV的斩波呈正弦正半波变化；调制波负半周时电流换向，桥臂2上管S2H单脉波常开，桥臂1下管S1L多脉波斩波，Ua在负载之下随着下管S1L的斩波呈正弦负半波变化，将正弦负半波抬高了一个幅值。

图3下部的波形2是桥臂2中点b对地的时域响应Ub，调制波正半周时桥臂2上管S2H常断、下管S2L单脉波常开，Ub为地电压；调制波负半周时桥臂2上管S2H单脉波常开、下管S2L常断，Ub为直流电源DCV电压。Ub呈调制波频率的方波波形。

图3 单臂载波驱动时a、b点的响应Fig．3 Response of midpoint a and b in single－arm chopped driving mode

2 双臂斩波驱动

2．1 双臂斩波驱动的工作过程

双臂斩波驱动方式是在整个调制波周期内，两个桥臂均有开关管参与高频斩波作业，其时序如图4（a）所示。桥臂1的上开关管S1H和桥臂2的上开关管S2H以调制波半周期交换的形式工作在高频载波频率，桥臂2的下开关管S2L和桥臂1的下开关管S1L以调制波半周期互补的形式工作在低频调制频率。同样，开关管S1H和S2L调制出SPWM波的正半周，开关管S2H和S1L调制出SPWM波的负半周。

如果在调制波的正半周，对桥臂1的下开关管S1L以载波频率作上开关管S1H的同臂互补作业，在调制波的负半周，对桥臂2的下开关管S2L以载波频率作上开关管S2H的同臂互补作业，可得到如图4（b）所示时序的带同臂互补的双臂斩波驱动方式。

图4 双臂斩波驱动及带同臂互补的双臂斩波驱动Fig．4 Double－arm chopped driving mode identical driving mode utilzing complementary same－arm

2．2 双臂斩波驱动时的桥臂输出

图5是桥路在双臂斩波驱动方式（带同臂互补与不带同臂互补）下，图1中a、b点输出Ua、Ub经LC滤波后的样机实验结果。

在图4时序驱动下，桥臂1中点a对地的时域响应Ua如图5上部波形1所示。这是双臂斩波的反映，调制波正半周时，桥臂2下管S2L单脉波常开，桥臂1上管S1H多脉波斩波，Ua在负载之上随着上管S1H对直流电源DCV的斩波呈正弦正半波变化；调制波负半周时电流换向，桥臂2上管S2H多脉波斩波，桥臂1下管S1L单脉波常开，Ua在负载之下桥臂1下管S1L之上呈地电压。

图5下部的波形2是桥臂2中点b对地的时域响应Ub，调制波正半周时由于桥臂2下管S2L单脉波常开，Ub为地电压；调制波负半周桥臂2上管S2H多脉波斩波，桥臂1下管S1L单脉波常开，Ub在负载之上随着桥臂2上管S2H对直流电源DCV的斩波呈正弦正半波变化。所以双臂载波驱动时，a点和b点对地的时域响应呈互差半周期的正弦半波波形。

图5 双臂载波驱动时a、b点的响应Fig．5 Response of midpoint a and b in double－arm chopped driving mode

3 频率特性的仿真分析

用仿真软件 MATLAB／SIMULINK对上述单臂斩波和双臂斩波的4种驱动方式进行仿真和谐波分析。主要仿真参数为：桥路输入电压300 V（DC），载波频率fc＝3 000Hz，调制波频率fs＝50Hz，调制深度为1，开关元件为MOSFET场效应管，输出负载为1Ω电阻串联2mH电感。图6是仿真结果，给出了4种驱动方式时桥路输出Uab的频率响应图。

图6 单极性SPWM逆变桥在不同驱动模式下的输出频率响应Fig．6 Output frequency response of unipolar SPWM inverter bridge in different driving modes

SPWM（正弦脉宽调制）是应用冲量等效原理，使多脉波的矩形脉冲电压宽度按正弦规律变化。由傅里叶分析［5］可知，全桥式SPWM逆变电路采用单极性载波驱动时，输出电压中除基波外仅含有与开关频率的倍数相对应的某些高次谐波，而消除了许多低次谐波，开关频率越高（调制周期内脉波数越多），越能消除更多的低次谐波，使输出电压Uab更近似于连续的正弦波。单极性SPWM调制时，输出电压波形中的最低次谐波的次数为（N－3），N为调制比，等于高频载波频率与低频调制波频率之比。仿真结果验证了以上论述，从图6可见，4种驱动方式的频谱分布基本一致，除基波分量外还包含一些谐波分量，谐波分量主要包括频率为kNfs＝kfc（k＝1，2，3，…）的中心谐波，以及频率为kfc±μfs（μ＝1，2，3…）的边频谐波。

图6各子图还给出了各种驱动方式下表征逆变桥路实际波形同其基波分量的差异程度的总谐波系数THD。V1为基波有效值，Vn为谐波有效值。由图6可见，无论单臂还是双臂斩波驱动方式，THD在带同臂互补时（51．76%）总明显优于不带同臂互补时（55．12%）。这是因为在斩波周期里斩波开关管断开时，互补使得同臂互补管的栅源电压VGS不为零，利用场效应管的反向导通作用，相当于打开了同臂互补管使其与体二极管并联续流，在一定程度上减小了二极管的导通损耗［6－8］，使得谐波状态有所改变。

大多数的驱动场合都是应用功率MOSFET正向导通特性，但这并不是说MOSFET不能工作于反向导通状态［9］。在N沟道MOSFET的栅极未施加电压，漏极和源极之间施加反向电压时，集成体二极管处于正偏导通，续流电流主要由MOSFET的漂移区与沟道区之间的PN结承担，其特性与一般分立二极管的特性完全一致。但当栅极加上正偏压，且VF／RDS＞ISD时（VF是体二极管的前向压降，高压器件VF为1．6V左右，低于100V的低压器件VF为1．0V左右），反向导通压降VSD将随着栅源电压VGS的升高而逐步降低［10］。就是说，互补管续流在小电流的情况下，MOSFET的反向导通的损耗会比体二极管小；在大电流情况下，逐步趋近于体二极管的导通特性。带同臂互补驱动方式的仿真结果也验证了这一点。

4 结 语

本研究就单极性全桥式SPWM逆变桥路，分析了其单臂和双臂斩波及带同臂互补和不带同臂互补的4种驱动方式的工作过程，用样机实验的方法得到了各种驱动方式时桥臂中点的输出波形，并通过仿真获得了它们的频率特性。

单臂斩波驱动时桥臂对地的输出Ua呈现为正半波不变负半波抬高一个幅值的变异正弦波形，Ub为调制波频率的方波波形；双臂斩波驱动时，桥臂响应Ua和Ub呈互差调制波半个周期的正弦半波波形。据此，工程中可按照实际系统闭环时对输出信号（幅值、相位）的反馈要求，选择合适的斩波驱动方式。另外，双臂斩波驱动是两个桥臂上的开关管轮换工作在高频斩波状态，开关管较单臂时有均衡的使用寿命，有利于提高系统的平均无故障工作时间MTTF和开关管的同一选型。

就总的谐波系数THD而言，带同臂互补的驱动方式要优于不带同臂互补的驱动方式，这是因为互补管反向导通时的同步续流作用。同臂互补驱动时，上下开关管易发生“直通”现象，须更加重视硬件电路的布局和缓冲吸收电路的设计，并在软件中精心设置死区时间。

随着电子技术的飞速发展，很多微处理器、微控制器都带有功能很强的电机电源控制脉宽调制模块，其PWM输出引脚可成对互补或独立工作，并具有互补模式的硬件死区时间发生器。这些都给设计SPWM逆变桥的各种驱动方式提供了极大的方便。

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