一种分段无源预选滤波器的设计

陈 锟，代 兵，朱正平,蓝加平

(中南民族大学 电子信息工程学院，武汉 430074)

短波脉冲无线电扫频雷达系统主要由天线、发射机、接收机和处理显示单元等几部分构成，是目前地面垂直探测电离层的重要常规设备[1].接收机作为雷达处理回波信号的前端，其性能直接决定了雷达整机的参数性能指标[2].

短波脉冲无线电扫频雷达基于电离层对高频电波(1～30MHz)产生折射、反射和散射作用,发射编码脉冲对电离层进行探测[3].这决定了接收机必须在1～30MHz的频带内扫频工作,信号带宽约为10～100kHz.接收机主要是由前级滤波器、射频放大电路、混频、中频放大滤波器电路、解调及低通滤波器电路等组成[2].由于处在这个波段中的短波电台、业余无线电及城市中一些通信设备等，给接收机带来了较多的干扰并且日趋严重，因而接收机必须具有较强的抗干扰能力.

1 预选滤波器设计

现有的电离层探测仪接收机多采用了超外差结构实现扫频窄带接收，但滤波效果并不理想，特别是对带外强干扰的抑制能力不足[4].比如CADI(Canadian Advanced Digital Ionosonde)采用了一个1～30MHz的无源宽带带通滤波器作为接收机的前级滤波，这样无法有效地抑制带外强干扰[5].DPS4D(Digisonde Portable Sounder 4D)采用了压控调谐滤波器，可以有效地滤除带外强干扰及杂波信号[6]，但是由于采用了有源器件，滤波器对接收机的噪声、灵敏度、动态范围等指标都带来不良的影响.

鉴于以上原因，在现有接收机前端加入分段无源滤波器，可以更好的抑制带外强干扰,提高接收机性能.将滤波器分为1～2MHz，2～4MHz,4～8MHz,8～14MHz,14～20MHz,20～30MHz共6段来覆盖1～30MHz频段.如图1所示.

图1 预选滤波器结构图

(1)

由于天线和接收机的匹配阻抗为50 Ω，如果直接以50 Ω的阻抗来设计滤波器，取中心频率为20 MHz，3 dB带宽为4 MHz时,根据公式(1)可以求出电感感值为8.8 nH，且频率越高电感的精度也要求越高，由于感值偏低在实际制作时感量与精度均难以实现.为了降低电感的制作难度，通过1∶16阻抗变换将50 Ω匹配阻抗变换为800 Ω来设计并联谐振滤波器.

在预选滤波器的输入端，采用抽头电感部分接入法来实现50 Ω到800 Ω的阻抗变换.在滤波器的输出端采用4∶1的变压器实现800 Ω到50 Ω的阻抗变换.抽头电感即作为谐振电感又实现阻抗变换.抽头电感的阻抗变换公式为：

(2)

N12，N13为输入输出端的电感匝数.

由于滤波器后级放大电路的高增益，即使接入预选滤波器，当存在带外强干扰时也可能导致后级电路饱和不能正常工作.根据后级电路的要求，滤波器输出幅度要保证在1 μV～10 mV范围内，因此在滤波器后加入程控无源衰减器DAT-31R5-PP+.其衰减调节范围为0.5～31.5 dB，步进0.5 dB.通过检测输出信号的有效值计算衰减倍数，调节衰减器衰减，控制滤波器输出信号幅度，实现自动调节.若衰减幅度不够，还可以通过级联扩大衰减调节范围.

该预选滤波器的电路图如图2所示.

图2 预选滤波器电路图

电路前端通过PLP30(1～30MHz的宽带带通滤波器)抑制工作频带外的干扰.6段无源并联谐振电路使接收机窄带工作时增强其带外强干扰的抑制能力提高其灵敏度、信噪比.控制器根据工作频率控制滤波器的段选以及通过检测滤波器的输出幅度来完成对衰减器的控制.

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2 预选滤波器的实现

2.1 器件的选择

对于模拟无源滤波器，器件本身的特性参数直接影响滤波器的性能，因此器件的选型及制作关系到滤波器的工作参数及最后滤波器的实际输出效果.

2.1.1 选通开关的选择

该设计的选通开关采用了Omron G6K-2P型号的继电器，相比电子开关其导通阻抗小，仅为0.1 Ω，隔离度高且为无源器件不易引入噪声.

2.1.2 抽头电感的制作

电路中电容可利用标准电容并联实现，但抽头电感并不是标准型号，需要自己制作.

根据公式(3)求得谐振电感的圈数，根据公式(2)计算得到的两个线圈的比值1∶3就可以绕出滤波器所需要的抽头电感[7].

(3)

其中μ0为真空磁导率，μs为磁芯的相对磁导率，空心线圈时μs=1，N2为线圈圈数的平方，S为线圈的截面积，单位为m2，L线圈的长度， 单位为m，k=0.96，它取决于线圈的半径R与长度L的比值.表1为实际制作的滤波器电容及电感的具体参数.

表1 滤波器器件参数

根据表1中数据，前两段采用中周的骨架，并在骨架中插入一根铁氧体磁芯，后面4段都采用空心绕法，其中最后2段的电感横截截面积较小.

输出级的变压器采用双孔射频磁芯RID3×2×5×H1.25做骨架，用漆包线绕成，变压器变比4∶1，结合绕制变压器的实际情况及在滤波器调谐过程中得到的实验结果，选择匝数比为12∶3，匹配输出阻抗50 Ω.

2.2 预选滤波器的调试

当滤波器完成后，需要测量其特性参数，根据测量结果适当微调，直到满足设计要求.谐振频率发生偏移时，通过并联电容的方式来微调电容的容值，而不必调整电感.当调整电容效果不明显时，则可能电感绕制出现问题，也可能是中周的磁芯松动改变了位置引起的，这时要重新绕制电感或者将磁芯重新固定.

在测量时如果滤波器的差损太大，Q值很小，通常情况下这种现象是由电感的问题引起的，需要重新绕制电感.

3 结果及分析

滤波器实际电路使用SP30120型数字合成扫频仪进行测量并与仿真结果(Cadence Or Cad仿真)进行比较.比较结果如图3所示.

其中(a)为仿真结果，(b)为通过扫频仪得到的6段预选滤波器的实际幅频特性曲线.从实际测量结果可以看出：第1、2、3段滤波器与仿真结果基本一致，第4段带宽增宽3%，第5、6段滤波器的带宽增宽3.7 %，差损增大变为2.4 dB.从两图的比较结果可以看出，在低频段时仿真结果与实际测量值接近，但随着频率的升高滤波器的带宽增宽，Q值变小，滤波器的差损变大.这种现象主要是由漏感、磁芯损耗、辐射以及电路中存在的寄生电容等因素造成的.

用TFG3150L DDS函数信号发生器产生2MHz和6MHz的混叠信号，并将信号输入到滤波器中，在滤波器的输出端接入DSA1020型频谱分析仪，对滤波器的带外干扰抑制能力进行测试，结果如图4所示，其中(a)为滤波器输入信号的频谱分析，其中左边第1个主峰为2MHz的带外干扰，第2个主峰为6MHz的带内信号，带外干扰比带内信号的强度高.(b)为信号经过滤波器后的频谱分析，从图中的可以看出，经过滤波器后2MHz的带外干扰被衰减20.23dB，而带内信号的损耗为2.44dB.从两图的比较结果可以看出预选滤波器可以有效的抑制带外强干扰.

将该预选滤波器加入到CADI的前端，并对电离层进行探测，得到加入预选滤波器前后可对比的频高图，如图5所示.从图中A区域可以看出在未加入预选滤波器前频高图轨迹断开，而加入预选滤波器后轨迹连续.这是由于在这个频点的强干扰，在未加入预选滤波器时使后级电路饱和，接收机无法测得有效的回波，加入预选滤波器后强干扰的得到抑制从而能够将有用信号提取出来.从B区域可以看出，在加入滤波器后雷达系统得到的信息更丰富，一些微弱信号也能够测量得到.通过图5中(a)、(b)两图比较可以看出在加入滤波器后提高了接收机的信噪比、灵敏度和抑制带外强干扰的能力，改善了雷达的性能.通过实际测量结果的分析，该滤波器达到了预期的结果.

(a)仿真结果 (b)实际测量值

(a)输入信号频谱分析 (b)输出信号频谱分析

(a)未加入预选滤波器 (b)加入预选滤波器后

4 结束语

随着各种短波波段无线电设备的大量应用，导致了无线电污染日趋严重[8].短波扫频雷达面临的电磁环境日趋复杂，各种强干扰也随之产生.这就要求短波扫频雷达具有较强的抗强干扰的能力，通过以上实验结果可以看出，预选无源滤波器可以在不引入额外噪声的条件下，提高接收机的带外强干扰的抑制能力，从而提高信噪比、灵敏度等参数，能够增强接收机面对复杂电磁环境的适应能力.

[1]Reinisch BW. New techniques in ground-based ionospheric sounding and studies [J].Radio Science, 1986, 21(3):331-341.

[2]戈 稳.雷达接收机技术[M].北京:电子工业出版社,2005:4.

[3]廖丽敏,万 频,朱正平，等.电离层垂测仪系统信号源设计与实现[J].计算机测量与控制,2010, 18(6):1458-1460.

[4]George H B. A Low-power Vertical-incidence Ionosonde [J]. IEEE Transactions on Geosciences Electronics, 1971, 9(2):86-89.

[5]Gao S, MacDougall J W. A dynamic ionosonde design using pulse coding [J].Canadian Journal of Physics, 1990, 22(5):33-38.

[6]Bodo W Reinisch, Ivan A Galkin. Advancing digisonde technology: DPS-4D [J].Radio Sounding and Plasma Physics, 2008, 974:127-143.

[7]森荣二.LC滤波器设计与制作[M].薛培鼎,译.北京:科学出版社,2006.

[8]张国军,文必洋,吴雄斌，等.高频雷达接收机模拟前端的设计与实现[J].测控技术,2004, 34(9):31-33.