基于DSP的新型全桥PWM DC／DC变换器研究

胡学芝

（黄石理工学院，湖北黄石435003）

1 引言

移相全桥ZVS变换器是一种具有优良性能的移相全桥变换器，其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关损耗小，结构简单［1］，因此在中大功率DC/DC变换场合得到了广泛研究和应用。针对基本移相全桥DC／DC变换器次级整流二级管的关断电压尖峰和振荡等问题，本文提出了一种原边带钳位二极管的新型移相全桥ZVS DC/DC变换器，简述了主电路的组成、原理及工作波形。与传统的模拟控制相比，数字系统具有更高的稳定性，也是实现网络化和智能化必备的条件，越来越多的电力电子装置采用了全数字控制，本文采用TMS320LF2407A作为控制芯片，设计了变换器的数字控制系统，实现了系统的电压、电流双闭控制方案，最后进行了实验，给出了实验波形。

2 变换器主电路组成及工作原理

带箝位二极管的ZVS DC／DC变换器的主电路如图1所示，D1-D4分别是与VT1-VT4一起的封装二极管，C1-C4分别是VT1-VT4的外接电容（包括寄生电容）。Lr是谐振电感（包括变压器漏感），Cb是隔直电容。每个桥臂两个开关管互补导通，两个桥臂导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压，VT1和VT3组成超前桥臂，VT2和VT4组成滞后桥臂。副边采用全桥整流方式，CDR1-CDR4分别为二极管DR1-DR4的等效并联电容。另外在变压器原边的电路中附加了两个起钳位作用的二极管D5和D6，用来抑制副边整流桥的寄生振荡，减小二极管上的尖峰电压。设Uin为理想的直流，其中隔直电容Cb是用来抑制由于VT1、VT4导通时间不可能与VT2、VT3的导通时间完全相同而在变压器原边产生的直流分量，以防止变压器铁心直流磁化直至饱和而导致变换器的非正常工作，设图1中所有二极管、开关管等器均为理想器件，且Lr＞＞Lr/n2（n为变压器原副边匝比），图2示出带钳位二极管的移相全桥ZVS DC／DC变换器电路主要波形图，该变换器在一个开关周期共内共有18种开关模态，后9种与前9种类似。由图可见，在超前桥臂实现软开关的时段，必须要有足够的能量抽走开关管VT3上并联电容C3上的全部电荷以及副边整流二极管DR2的等效并联电容上的部分电荷，还要给开关管VT1上并联电容C1充电。这段时间是由谐振电感与输出滤波电感来提供该能量。在滞后桥臂实现软开关的时段，要有足够的能量抽走开关管VT2上并联电容C2上的全部电荷，还要给开关管VT4上并联电容充电。由于此时副边整流二极管全部导通，变压器副边被短路，这段时间是由谐振电感提供能量。原边加钳位二极管的缓冲电路的工作原理是：在［t5，t6］时刻，DR1、DR4反向恢复时整流桥上产生的振荡感应到原方使 C 点电压低于零，D6导通；［t12，t13］时刻，DR2、DR3反向恢复时整流桥上产生的振荡感应到原方使C点电压高于Uin，D5导通。D5、D6导通时均将变压器原边电压钳位在Uin，因而将变压器副边电压钳位在Uin／n，从而消除了整流桥的尖峰电压和二极管反向动脉 恢复造成的损耗，抑制甚至可以消除输出整流桥的寄生振荡。

图1 新型ZVS DC／DC变换器主电路拓扑

在一个开关周期Ton内，每个开关导通时间都略小于Ton／2，而关断时间略大于Ton／2，VT1的波形比VT4的波形超前0至Ton／2时间，VT2的波形比VT3的波形超前0至Ton／2时间，因此VT1和VT2为超前桥臂，VT3和VT4为滞后桥臂。

图2 变换器主要工作波形

3 DC／DC变换器控制策略及实现

控制电路主要由控制信号的产生部分、功率驱动部分、隔离输出部分组成，本变换器控制系统采用双环控制模式，变换器控制电路的主要作用是控制超前桥臂和滞后桥臂间的移相角，从而控制输出电压值；其次就是提供一些基本的保护电路，如：短路保护，过压保护、限流等电路，确保变换器的安全工作。本系统采用了系统电压、电流双环控制模式，同时采样输出电压和输出电流作为反馈值进行控制，内环控制输出滤波电感电流，外环控制输出电压，控制模式的基本原理可参考文献［1］；双环控制的优点一是对输入电压变化的响应快，提高了系统响应速度；二是可以很方便的设计过流保护电路，如图3所示为双环控制模式系统方框图，图中：Ku为输出电压采样系数，Ki为电感电流采样系数；Kmd为脉宽调制器的传递函数，Kmd＝1 ／Um（Um为三角波峰值），Gv（s）、Gi（s）分别为电压环PI调节器和电流环PI调节器的传递函数，Gid（s）为主电路的占空比对电感电流的开环传递函数［2］［3］：

式中：Uin为输入直流电压，n为变压器副原方匝比，L为输出滤波电感，C为输出滤波电容，R为负载电阻，Z（s）为负载与输出电容支路的并联阻抗，Z（s）＝R ／（sCR＋1）

图3 双环控制系统方框图

图5 EXB841驱动电路

3.1 系统硬件设计

主控芯片采用TMS320LF2407，该芯片的指令周期为25ns，PWM分辨率高，能实时完成复杂计算控制，它的两个事件管理器模块EVA和EVB，能够实现16通道的A／D转换、对称和不对称PWM波形以及死区编程等，如图4所示为系统硬件组成构图。图中外环是电压环，内环是电流环，内环和外环均采用PI调节器，DSP控制电路部分输出PWM信号，作为驱动电路的输入，驱动电路采用EXB841驱动芯片，EXB841产生的驱动信号电平为＋15V和-5V，＋15V的高电平使开关快速导通，而-5V的门极驱动信号使得功率器件能承受更高的电压，并且防止误导通。驱动电阻RG3Ω-12Ω，能驱动高达400A的600V IGBT和高达300A 1200V IGBT，EXB841内部带有过流保护功能，它是通过检测IGBT集射极的电压来完成的。驱动电路如图5所示，实验中，驱动电阻RG选为10Ω。

3.2 基于DSP的直接移相脉冲生成方法

移相是滞后臂驱动相对于超前臂驱动之间的一个周期性延时，其延时角即为移相角。设PWM1／PWM2驱动超前臂开关管，PWM3／PWM4驱动滞后臂开关管，每个桥臂上下两管之间的驱动互补且带死区。在实现中可以固定超前臂的驱动在每一周期的T0时刻发出，那么只要延迟移相角Φ对应的时间，则可以得到滞后臂的驱动，可以实现0°-180°范围内的自由移相。由图6可见，定时器T1的计数方式为连续增减模式，在计数器T1CNT＝0和T1CNT＝T1PR时分别更新 CMPR1和 CMPR2的值，这一过程可以分别在T1的下溢中断和周期中断中完成。设移相角Φ对应的延迟时间为Td，显然在0-T／2区间内CMPR1与CMPR2的关系以及T／2-T时间段内 CMPR1、CMPR2的值与 0-T／2时间段内CMPR1、CMPR2的值的关系可分别表示如下［4］：

图4 变换器硬件组成框图

这种脉冲生成方法只需用到DSP的PWM1-PWM4的4个口，而且可以利用死区设置寄存器可编程地直接设置死区，因此非常灵活方便，简单可靠。

图6 基于DSP的直接移相脉冲生成方法

3.3 系统软件设计

系统软件主要有主程序和中断服务程序两大部分，主程序主要是完成系统初始化，开关机检测，开关机初始化，然后进入主程序循环等待中断［5］。中断服务程序包括周期中断程序，下溢中断程序等。在周期中断程序中完成读取电压采样值，数字滤波，实施控制算法，启动电流A／D转换，调节器运算程序等工作。如果系统出现故障，则外部硬件产生信号去封锁脉冲放大和整形电路，同时产生信号送DSP，产生中断封锁脉冲输出。如图7所示为系统主程序流程图。

图7 系统主程序流程图

4 实验结果

根据上述的理论分析，搭建了实验系统，电路参数为：输入电压 Uin＝550V，输出电压 Uo＝20V；输出电流Io为25A，主要元件参数：主功率器件选用CM200DY-24H模块，其内部集成了两个IGBT和二极管，变压器原副边匝比22：17，超前桥臂并联电容为1nF；滞后桥臂并联电容为4.7 nF；输出滤波电感为2mH，输出滤波电容为6580 uF，开关频率为40kHz。在20A负载下进行实验，图8所示是超前桥臂软开关的波形。图中的通道1代表了超前桥臂IGBT管的驱动信号波形，通道2代表超前桥臂IGBT管的管压降波形。从图中可以看出来，超前桥臂开关管在驱动波形上升沿来到之前，管压降已经降到零，也就是刚实现了零电压开通。图9是滞后桥臂软开关的波形。图中的通道1代表了滞后桥臂IGBT管的驱动信号波形，通道2代表滞后桥臂IGBT管的管压降波形。由于超前桥臂开关管的零电压开关的实现是通过变压器原边漏感和滤波电感共同作用起作用的，因此在轻载情况下即可实现软开关。图10是原边加钳位二极管时副边整流二极管后电压波形，可以看出加了钳位二极管后副边整流后电压尖峰小，振荡幅值小，振荡时间也短。

图8 超前桥臂软开关波形

图9 30A负载时滞后桥臂软开关波形

图10 副边整流二级管后电压波形

5 结论

数字控制方式具有控制灵活、不存在温漂问题、控制功能强等优点，本文选用TMS320LF2407DSP作为主控芯片，实现了原边带箝位二极管的移相全桥全数字ZVS DC／DC变换器的双闭环数字控制，给出了其数字实现方案，并进行了实验，实验结果证明了方案的可行性。加入箝位二极管后滞后桥臂的零电压范围宽。基于DSP的移相全桥全数字ZVS DC／DC变换器结构简单，工作可靠，调试方便，功能完善，易于实现动静态性能与模拟变换器一样好，有很好的应用前景。

［1］许 峰，徐殿国，柳玉秀.一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器［J］.中国电机机工程学报，2004，24（1）：147-152.

［2］胡育文，丁志刚，游志青.变换器副边电流钳位DC／DC ZVS 全桥变换器［J］.中国电机工程学报，2003，23（12）：153-159.

［3］孙铁成，汤平华.一种新型全桥零电压转模PWMDC-DC变换器.中国电机工程学报，2006，26（6）：83-87.

［4］周令琛，洪晓鸥.一种新的移相全桥PWM DC／DC变频器［A］.电力电子技术，2008，42（7）：26-28.

［5］J G Cho，G H Rim，F C Lee.Zero Voltage and Zero Current Switching Full-bridge PWM Converter Secondary Active Clamp ［J］.IEEE Trans.On Power Electron.1998，（13）：601-607.

［6］Yungtaeck Jang，Milan M Jovanovic，Yu-Ming Chang.A new ZVS-PWM full-bridge converters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2003，18（5）：1122-1129.