限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器

摘 要：

频率控制的传统LLC谐振变换器往往受限于开关频率的有效调节范围，难以实现宽输出电压范围，为此，研究了一种限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC谐振变换器。采用双谐振腔且对应两变压器变比不同的不对称结构，能够根据原边开关组合的不同，使得双谐振腔分别工作在单半桥、双半桥和半桥+全桥3种不同的模式，从而获得3种不同的电压增益，并且保证每种模式之间归一化增益调节范围不超过1.5，可以在窄开关频率范围内实现宽输出电压范围。建立300 W的实验样机，验证了所提变换器可实现1～3倍的宽输出电压范围，并且实现了原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断，具有良好的软开关性能，验证了变换器的可行性。

关键词：LLC谐振变换器；宽电压输出；不对称结构；多模式；零电压开通；零电流关断

DOI：10.15938/j.emc.2024.03.015

中图分类号：TM46

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2024）03-0149-08

收稿日期： 2022-08-08

基金项目：湖北省重点研发计划（2020BBB084）

作者简介：张 杰（1972—），男，博士，副教授，研究方向为电力电子在智能微电网中的应用、高功率密度DC-DC变换器；

杨 淋（1997—），男，硕士，研究方向为电力电子与电力传动；

肖 辞（1998—），女，硕士，研究方向为电力电子与电力传动；

邹 晨（1997—），男，硕士，研究方向为高效率DC-DC变换器。

通信作者：杨 淋

Asymmetric muti-mode LLC resonant converter with limited FM range for wide output voltage range application

ZHANG Jie1，2， YANG Lin1， XIAO Ci1， ZOU Chen1

（1.Key Laboratory of Solar Energy Efficient Utilization and Energy Storage Operation Control in Hubei Province， Hubei University of Technology， Wuhan 430068， China; 2.Xiangyang Industrial Institute of Hubei University of Technology， Xiangyang 441100， China）

Abstract：

Traditional LLC resonant converters with frequency control are often limited by the effective adjustment range of switching frequency， making it difficult to achieve a wide output voltage range. To solve this problem， an asymmetric multi-mode wide output LLC resonant converter with limited frequency modulation range was studied. The converter adopts a dual resonant cavity and an asymmetric structure corresponding to different transformer ratios. Based on the different combinations of primary side switches， the dual resonant cavities can operate in three different modes： single half bridge， double half bridge， and half bridge pluse full bridge， thereby obtaining three different voltage gains and ensuring that the normalized gain adjustment range between each mode does not exceed 1.5. It is possible to achieve a wide output voltage range within a narrow switching frequency range. A 300 W experimental prototype was established to verify that the proposed converter can achieve a wide output voltage range of 1-3 times， and achieved zero voltage swtich of the primary side switching transistor and zero current switch of the secondary side diode. It has good soft switching performance and was verified the feasibility of the converter.

Keywords：LLC resonant converter; wide voltage output; asymmetric structure; multimodal; zero voltage swtich; zero current switch

0 引 言

LLC谐振变换器具有零电压开通（zero voltage swtich，ZVS）、高效率、副边二极管电压应力小等优势。目前传统LLC变换器应用在LED驱动器、电池充电器和可再生电力系统等宽输出电压场合时，基于谐振元件的特性，其开关频率必须在很宽的范围内摆动并偏离谐振频率而导致系统整体效率降低［1-5］。因此，由于传统LLC变换器增益范围受限于谐振腔的特性，难以通过调频兼顾宽输出与高效率［6-10］。

为了扩大LLC变换器的输出电压范围，国内外学者研究了不同的改进方法。文献［11］研究了一种原边为全桥LLC、副边为变结构混合倍压器的谐振变换器，副边变结构混合倍压电路可通过额外的两个开关管的开通与关断来工作在低、中、高增益3种模式。虽然增益范围较宽，但是副边开关管不具备软开关特性，因此会带来额外的开关损耗。文献［12］提出一种混合全桥LLC变换器，具有3种拓扑形式，结合定频脉冲宽度调制（pulse width modulation，PWM）控制策略可实现宽电压增益。但该控制方式会带来变压器直流偏磁的问题。文献［13］提出一种混合LLC谐振变换器，两谐振腔共用谐振电容，根据原边开关管开通组合不同可以工作在3种不同的模式，再结合脉冲频率控制（pulse frequency modulation，PFM）来实现宽电压输出，但其调频范围太宽会导致开关管容易失去软开关特性且增加了谐振元件的设计难度。文献［14］提出一种交错并联LLC谐振变换器，根据原边2个半桥开关组合的不同来控制副边变结构整流器工作在并联模态或串联模态，无需增加额外开关管即可实现宽输出电压范围。然而该变换器控制方式较为复杂，且需考虑由于谐振参数不一致而带来的均流问题。

基于现有研究，本文提出一种限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器。采用双谐振腔变压器变比不同的结构，使得变换器在不同的工作模式之间归一化增益调节范围不超过1.5，可限制频率调节范围，并实现较宽的输出电压范围。

1 拓扑结构

限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器如图1所示。该变换器原边由4个开关管和双谐振腔组成，且两变压器变比不同（n1≠n2），副边为2个倍压整流单元上下级联结构。

当原边开关管（S1～S4）开通组合不同时，电路工作在3种不同的模式：当S1、S3常开，S2、S4互补导通时，变换器工作在V1模式；当S1常闭，S3常开，S2、S4互补导通时，变换器工作在V2模式；当S1、S4与S2、S3互补导通时，变换器工作在V3模式。表1为电路工作在不同模式下的双谐振腔工作模式以及电路增益。

2 工作原理

为了便于对各个模式进行稳态分析作如下假设：

1）变换器中所有开关元件（S1～S4）的寄生电容相同且将其视为理想器件。

2）2个谐振腔的元件参数相同，即Lr1=Lr2、Cr1=Cr2、Lm1=Lm2。

3）副边二极管均为理想元件，忽略其导通压降。

本文对变换器工作在V2模式下的稳态特性进行分析，其他2种模式可以类似分析工作原理。V2模式的关键波形如图2所示。

模态1［t0-t1］：如图3（a）所示，S4关断，S2实现零电压开通。对于谐振腔Ⅰ而言，此时励磁电感Lm1被变压器副边电压所钳位，极性为上负下正。副边储能电容C1通过二极管D1被充电至Vo/2n1，为下半周期倍压输出做准备；谐振腔Ⅱ同理，副边储能电容C2通过二极管D1被充电至Vo/2n2，为下半周期倍压输出做准备。

模态2［t1-t2］：如图3（b）所示，此阶段为死区时间。对于谐振腔Ⅰ而言，此时励磁电流ILm1给开关管S2和S4的寄生电容充电。当S4寄生电容放电完毕，其体二极管导通，为零电压开通创造条件；对于谐振腔Ⅱ来说，此时励磁电流ILm2同样给开关管S2和S4的寄生电容充电。因此在此阶段电流（ILm1+ILm2）为零电压开通做准备。

模态3［t2-t3］：如图3（c）所示，S2关断，S4实现零电压开通。对于谐振腔Ⅰ而言，此时励磁电感Lm1被变压器副边电压所钳位，极性为上正下负。副边二极管D1关断；谐振腔Ⅱ同理，副边二极管D2关断。在此阶段，变换器副边工作在串联模态，原边能量通过储能电容C1、储能电容C2、变压器T1、变压器T2、二极管D3输出给负载端。

在t3时刻后为下一周期，不再重述。

3 特性分析

3.1 电压增益

利用基波近似法（fundamental harmonic approximation，FHA）来分析电压增益。通过工作原理可知，输出电压可看作是2个变换器之和。变换器Ⅰ由谐振腔Ⅰ和对应的副边倍压整流单元组成，变换器Ⅱ由谐振腔Ⅱ和对应的副边倍压整流单元组成。建立FHA等效电路如图4所示，因此，分别求出2个倍压整流电路的增益，相加即为变换器增益。图中：Vp1、Vp2和Ip1、Ip2分别为谐振腔Ⅰ和谐振腔Ⅱ的变压器原边电压和电流基波有效值；Vs1、Vs2为逆变网络输出电压基波有效值；Rac1、Rac2为副边电阻等效到原边的交流等效电阻。

3.3 控制策略

结合式（3）～式（5）可得到变换器电压增益曲线如图5所示。由图可知，3种模式之间可通过变频控制实现增益连续，每种模式之间归一化增益范围不超过1.5，即可通过调节较窄范围的开关频率实现1～3倍的输出电压范围。

3.4 两谐振腔功率分配

本变换器因两变压器变比不同而造成两谐振腔不对称，在V2和V3模式中，由第2节工作原理分析可知，当原边有能量向副边传递时，副边两倍压整流单元工作在串联模态，因此两谐振腔变压器副边电流相等，如表5所示，两谐振腔功率分配就等于两变压器副边电压比。

多模式会限制每个模式工作的最大功率：V1模式下功率限制为0～75 W，V2模式下功率限制为75～133 W，V3模式下功率限制为133～300 W。

4 实验验证

搭建实验平台对该电路进行验证，电路参数如表4所示。图6～图8分别为变换器在3种不同模式下的稳态波形。

图6（a）、图6（b）为变换器工作在V1模式时的稳态波形，输出电压分别为50和75 V。可以看出，Ubc是一个两电平的方波（0～100 V），说明此时谐振腔Ⅱ工作在半桥模式。开关管S4的漏源极电压在栅极信号到来之前降为0，说明开关管S4实现了ZVS。图6（c）为二极管D2、D3的电流与电压波形，可以看出二极管实现了零电流关断（zero current switch，ZCS）。

图7（a）、图7（b）为变换器工作在V2模式时的稳态波形，输出电压分别为75和100 V。可以看出，Uab、Ubc都为一个两电平的方波（0～100 V），说明此时谐振腔Ⅰ和谐振腔Ⅱ均工作在半桥模式。由3.4节分析可知，由于不对称结构，谐振腔Ⅱ的输出功率更大，因此实验波形中谐振电流ILr2要大于谐振电流ILr1。图7（c）为开关管S4的漏源极电压与栅极信号，图7（d）为二极管D1、D3的电流与电压波形，可以看出实验很好地实现了开关管的ZVS和二极管的ZCS。

图8（a）、图8（b）为变换器工作在V3模式时的稳态波形，输出电压分别为100和150 V。由图可知，Uab为一个两电平方波（-100～100 V），Ubc为一个两电平方波（0～100 V），说明此时谐振腔Ⅰ工作在全桥模式，谐振腔Ⅱ工作在半桥模式。图8（c）为开关管S1、S4的漏源极电压与栅极信号，图8（d）为二极管D1、D3的电流与电压波形，可以看出，实验很好地实现了开关管的ZVS和二极管的ZCS。因此，通过实验验证了该变换器的可行性。

表6为本文与近两年来国内外报道的一些宽输出电压范围拓扑结构及控制策略对比。可以看出，文献［11］虽然增益范围较宽，但是副边器件数量较多，增加了成本，且副边增加了额外的开关管，其硬开关过程会带来额外的开关损耗。文献［12］采用PWM控制使得增益范围独立于励磁电感和负载，但是其开关管数量较多，且其控制方式由于前桥臂开关管驱动脉冲的不对称性会带来变压器直流偏磁的问题。文献［13］双谐振腔共用一个谐振电容使得器件数量较少，但其增益范围有限，且开关频率调节范围过宽容易导致失去软开关特性。文献［14］控制方式较为复杂，且两谐振腔参数不一致而带来的均流问题需要解决。相比较，本文所提出的方案所需器件少，软开关特性好，控制方式简单，可以在较窄的开关频率范围内实现较宽的输出电压范围。

图9为变换器工作在不同输出电压时的效率曲线。可以看出，在每个模式输出电压最小时，此时工作在谐振频率点，效率最高。随着输出电压升高，谐振频率降低，效率慢慢下降。整个宽输出电压范围内峰值效率为93.6%，说明变换器在实现宽输出电压范围的同时能保持较高的效率。

5 结 论

本文提出一种不对称多模式变频宽输出LLC谐振变换器，根据原边开关管开通组合不同，变换器将工作于3种不同的模式，双谐振腔变压器变比不同保证了每种模式的归一化增益范围不超过1.5倍，在较窄的开关频率范围内实现较宽的输出电压范围。通过实验验证了变换器可实现1～3倍宽输出电压范围，且原边开关管具有ZVS以及副边二极管具有ZCS的良好软开关特性。

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（编辑：邱赫男）