一种带飞跨电容的单相光伏逆变器

杨晗露，马海啸，蒋天健，郭晨阳

(南京邮电大学自动化学院人工智能学院，江苏 南京 210023)

化石燃料的日益枯竭和环境污染问题促使人们关注新能源开发。由于光伏能源具有安全、丰富、技术要求低的优点，光伏发电的需求逐渐增大[1]。而光伏发电需要通过逆变器进行直流-交流转换，因此逆变器的性能至关重要[2]。

目前主流的逆变器拓扑结构包括半桥电路、全桥电路和推挽电路。半桥电路输出端的电压波形幅值仅为直流母线电压值的一半，电压利用率低。推挽电路的电压损失小，直流母线电压只有一个开关管的管压降损失，并且两个开关管的驱动电路电源可以共用，驱动电路相对简单，但工艺上难度较大。全桥电路与推挽电路的电压利用率都为半桥式的2倍，全桥电路结构相对简单，所以中、大容量逆变器大多采用全桥结构[3]。

传统的全桥逆变器在光伏面板到地面之间的寄生电容上可能出现共模接地漏电流，导致转换效率降低、电流失真等问题[4-5]。已有研究提出增加位于中点的钳位结构，从而抑制漏电流，但是增加的结构增大了损耗，导致成本增大[6-7]。部分全桥电路中使用了HERIC 构型和H5 构型，以及基于这两类结构的改进型[8-9]，具有抑制漏电流的能力，但无法完全消除漏电流。为此提出了一种新的拓扑结构——共地型拓扑，将交流侧与直流侧共地，通过将光伏电池的寄生电容短接从而消除漏电流[10-11]。文献[12]提出了一种新型H5 拓扑，通过引入4 个MOS 管、4 个二极管以及1个高频IGBT 实现换相和续流，使得光伏板和大电网隔离，破坏了由光伏电池寄生电容、滤波组件和地极之间的谐振回路，可有效抑制漏电流，但会出现较严重的谐波。文献[13]在传统H 桥结构的基础上增加了一个开关管，采用基于准比例谐振控制的双环控制策略，获得了较好的输出效果，但是双环PI控制器实际中实现拥有相对较大的难度。文献[14]针对H5 电桥中的死区效应进行了优化，然而开环补偿的方式会引起输出的波动。

针对上述不足，本文基于全桥结构，加入飞跨电容，设计了一种新型单相光伏逆变器。与二极管箝位逆变器和H 桥逆变器相比，结构简单，对直流电源的要求低，因此有利于成本的控制。最关键的是逆变器交流侧与直流侧共地，完全消除了漏电流。

1 带飞跨电容的单相光伏逆变器拓扑

本文提出的新型单相光伏逆变器拓扑具有5 个开关管S1～S5、直流侧稳压电容Cin、滤波电感L1、滤波电容C、飞跨电容CFC和负载电阻RL，如图1 所示。

图1 带飞跨电容的单相光伏逆变器拓扑

2 逆变器工作模态分析

根据电路中流经电感L1的电流和输出电压的方向，可将带飞跨电容的单相光伏逆变器的工作模态分为I、II、III、IV 4 个区间，如图2 所示，其中，iL1表示流经电感L1的电流，作为输出电流；uo为负载两端电压，即为输出电压。

图2 新型逆变器工作模态的划分

下面对4 个区间的工作模态进行具体分析。

(1)区间I：iL1＞0，uo＞0，如图3 所示，开关管S1、S4处于导通状态，光伏电池提供能量，负载吸收能量，同时，光伏电池经过PV-S1-CFC-S4为飞跨电容CFC充电。在传输能量阶段中，开关管S3导通，光伏电池通过PV-S1-S3-L1-RL为电感充电，如图3(a)；在续流阶段，开关管S5导通，电感经过S5进行放电续流，如图3(b)。

图3 区间I

(2) 区间II：iL1＜0，uo＞0，如图4 所示，光伏电池通过开关管S1、S4给飞跨电容CFC充电。在传输能量阶段，开关管S3、S4导通，电容C放电，通过C-L1-S3-CFCS4为飞跨电容CFC和电感L1充电，如图4(a)；续流阶段中，电感经过L1-S4-S5-RL放电续流，如图4(b)。

图4 区间II

(3)区间III：iL1＜0，uo＜0，如图5 所示。在传输能量阶段，开关管S2、S5导通，飞跨电容CFC放电，通过CFC-S2-RL-L1-S5给负载RL提供能量，如图5(a)；续流阶段中，开关管S1、S4、S5导通，光伏电池经过开关管S1给飞跨电容CFC充电，电感放电续流，如图5(b)。

图5 区间III

(4) 区间IV：iL1＞0，uo＜0，如图6 所示，开关管S5导通。在传输能量阶段，开关管S2导通，电容C通过C-S2-CFC-S5-L1给飞跨电容CFC和电感充电，如图6(a)；续流阶段中，开关管S4导通，电感L1进行放电续流，如图6(b)。

图6 区间IV

以“1”表示开关管的导通状态，“0”表示开关管的关断状态。以a 表示传输能量阶段，以b 表示续流阶段。逆变器各工作模态下的5 个开关管状态如表1 所示。

表1 开关管状态

选择一种单极性正弦脉宽调制方式，将调制信号与单极性三角载波交截，如图7 所示，当调制信号ur大于正极性三角波，开关管S3导通；当调制信号ur小于正极性三角波，开关管S5导通；当调制信号ur大于负极性三角波，开关管S1、S4导通；当调制信号ur小于负极性三角波，开关管S2导通。从而生成对5 个开关管的控制信号，驱动逆变器在区间I、II、III、IV 循环工作，将光伏电池的直流电转化为交流电，为负载供能。

3 飞跨电容的选择

本文设计的新型逆变器在输出电压的正半周期由光伏电池给飞跨电容充电，在电压负半周期由飞跨电容放电供能。飞跨电容放电时，放出的能量和负载吸收的能量近似相等。以u1表示飞跨电容CFC在放电前t0时刻的电压，以u2表示飞跨电容在经过Δt时长的放电后的电压，则：

其中，uo=Uosin(ωt)，，U0、IL1分别为输出电压和电感电流的最大值。设计输出频率为f=50 Hz，开关频率为fs=20 kHz，则上式中t0∈(0.01+0.02k,0.02+0.02k)，k∈N，Δt=1/fs=0.05 ms。可得：

考虑到工程应用中的安全性，可采用固态电容。将4 个330 μF/63 V 的固态电容串联成耐压大于200 V 的电容，再将6 组这样的串联电容并联，使组成的电容值不小于470 μF。

4 基于SPWM 技术的电压瞬时值闭环控制

本文选择SPWM 技术进行调制，设计并采用了图8 所示的闭环控制系统。图中：LC 滤波器为逆变器输出端连接的低通滤波器，电压uoref为参考调制信号，uc为调制控制电路输出的控制信号，ul为输出SPWM 信号，uo为LC 滤波后的正弦波输出电压。

图8 控制系统

实际电压uo与参考信号uoref比较，进入PID 控制器产生调制信号ur。采用SPWM 技术，将调制信号ur与单极性三角载波交截，产生控制信号uc。

控制信号通过驱动电路控制5 个开关管的导通和关断，使逆变器产生SPWM 输出电压，经过LC 滤波器滤除高频谐波分量后，得到所需的正弦波。

5 仿真结果

为验证本文所设计的逆变器将直流电转变为交流电并且消除漏电流的有效性，以及控制方式的可行性，在MATLAB 软件上对带飞跨电容的单相光伏逆变器及控制系统进行仿真。采用的仿真参数如下：输入电压200 V，输出电压110 V，输出频率50 Hz，额定功率200 W，直流侧稳压电容Cin为220 μF，飞跨电容CFC采用470 μF，滤波电感L1为5 mH，滤波电容C为4.7 μF，负载RL为60.5 Ω，开关频率20 kHz，对地寄生电容100 nF。

得到仿真波形，如图9 所示。其中，图9(a)所示为2 个周期内5 个开关管控制信号，信号值为1 时开关管导通，信号值为0 时关断；图9(b)为逆变器在额定负载下的输出电压uo、电感电流iL1及滤波前电压uI波形；图9(c)为漏电流波形，漏电流值为0，被完全消除。

图9 仿真波形

从以上仿真的输出电压、输出电流的波形图中可以看出，在所设计的控制方案下，带飞跨电容的单相光伏逆变器产生的交流波形质量较好，基本不存在畸变，漏电流得到有效消除。

6 实验验证

为进一步验证带飞跨电容的新型单相光伏逆变器拓扑的性能，搭建了一台实验原理样机，样机参数与前述仿真参数一致。采用前文所述的SPWM 调制信号驱动逆变器的开关管导通。

图10 给出了新型单相光伏逆变器的开关管控制信号、电感电流、输出电压和漏电流波形。其中，图10(a)为5 个开关管控制信号，图10(b)为额定负载下的输出电压uo及电感电流iL1波形，图10(c)为实验的漏电流波形，可以看出漏电流非常小。以上实验结果证明了本文所介绍的带飞跨电容的单相光伏逆变器拓扑能够有效消除漏电流，将直流电转变为交流电的输出波形效果较为理想。

图10 实验波形

逆变器的效率曲线如图11 所示。在50～200 W的输出功率范围内进行了测量，变换效率均大于90%。输出功率为200 W 时，逆变器的效率最高达94.3%。

图11 效率曲线

7 结论

本文介绍了一种带飞跨电容的新型单相光伏逆变器，结构简单，易于实现。将负载端与直流电源负端相连，彻底消除了漏电流。利用了一种改进的单极性SPWM 技术对单相光伏逆变器进行调制，并且基于PID 控制策略设计了闭环控制系统。仿真和实验结果证明了提出的新型逆变器在控制系统下输出交流电质量好且消除了漏电流。但本文仅设计了单相逆变器，将此拓扑改进为三相并网逆变器并对此设计更加合适的控制系统，也是一项有意义的后续研究。