基于混合多层介质的E 波段微带-波导过渡设计

徐文博,陈振华,张 恒

(1.南京信息工程大学 电子与信息工程学院,江苏南京 210044;2.南京航天工业科技有限公司,江苏 南京 210044)

基于单层介质基片的微带-波导(M2W)过渡转换结构经过数十年的发展已经很成熟[1]。然而,受限于实际应用场景,目前基于混合多层介质(MMS)的微带-波导过渡结构的报道相对较少。近年来,受智慧交通、智能驾驶、周界雷达等应用市场的驱动,多种基于硅锗(SiGe)工艺的毫米波单片雷达射频收发器甚至片上雷达系统已被半导体制造商相继投放市场[2-4]。与基于砷化镓(GaAs)材质的竞品相比,基于SiGe 的集成芯片在数模混合的集成度及性价比方面显示出巨大的优势。由于毫米波SiGe 芯片往往采用高密度的球栅阵列(BGA)封装,所以通常采用MMS 作为SiGe 芯片与其他芯片器件的集成载体,以容纳大量的数字及模拟信号线。并通过MMS 顶层的微带线,实现SiGe芯片射频端口与其他表面贴装器件或微带天线之间的相互级联,这也是目前市场上大多数此类雷达产品的形态。然而,在某些特定的应用场景中,需要采用具有波导接口的天线,从而需要SiGe 集成芯片的射频端口能够从MMS 上的微带线形式转换为波导接口,以便与天线互联。因此,实现基于混合多层介质的微带线到波导接口之间的低损耗过渡成为必须解决的问题。

Buoli 等[5]介绍了FR4 多层印刷电路板(PCB)的M2W 垂直过渡结构,在25～40 GHz 频段上,插入损耗约为1 dB,但需要在多层介质中插入厚金属板,这通常不能由常规的MMS 工艺实现。Hirono 等[6]报道了中心频率为77 GHz 的垂直过渡结构,当回波损耗为20 dB、插入损耗为0.8 dB 时,可实现9%的百分比带宽。这种结构中,射频信号线布置在多层介质的中间层,而不是顶层,因此更适合低温共烧陶瓷(LTCC)工艺,该工艺通常将多芯片内置于介质基片的中间层,以实现高密度三维集成封装。Dong 等[7]所报道的结构也是中间层带线与波导的同向过渡转接。Tasi 等[8]和Hosono 等[9]分别介绍了中心频率为77 GHz 和60 GHz的两个垂直过渡结构,在这两个结构中,与波导截面重合的基片耦合区中的介质被完全保留,而介质加载通常会导致额外的损耗。另外,因为介质存在于基片耦合区中,则介质材料特性参数一旦偏离设计值,会对整个过渡结构的性能产生不利影响。Hugler 等[10]报道了120 GHz 频段基于MMS 的差分微带线到波导的转换,在30 GHz 的工作带宽上实现了小于1.8 dB 的插入损耗,但这种结构仅适用于同向的微带到波导转换,不适用于垂直过渡的情况。

本文提出了一种适用于混合多层介质的微带线到波导的垂直过渡结构,将耦合探针作为独立的结构与多层介质相分离,从而使得多层介质中与波导截面重合的耦合区域内的介质可以完全去除,以降低损耗。独立的耦合探针通过波导结构件与多层介质紧密压接,不需要焊接即可实现信号耦合传输。测试表明,整个过渡结构采用常规PCB 工艺即可满足,具有良好的性能及较强的工程可实现性。

1 垂直过渡结构的设计

1.1 结构及原理

本文设计中所采用的混合多层介质由三层芯料介质(一层RO4350B、两层FR4) 和两层半固化片(RO4003)组成,其叠层结构和每层介质的厚度如图1所示,金属层一共6 层(M1～M6),均为35 μm 厚的铜箔。MMS 的金属层越多,意味着拥有更多的电路可布线层数,可以适配集成度更高、引脚数更多、功能更复杂的BGA 封装芯片。另外,拥有更多的电路层数,布线更为灵活,不同类型信号线之间可以实现更好的屏蔽、隔离,拥有更强的电磁兼容性能。BGA 封装的SOC 芯片及其他元器件表贴安装于M1 层,E 波段信号沿M1、M2 所构成的微带线系统传输,以减少高频信号在不同层之间流转所导致的额外传输损耗。其他金属层(M3～M6)可用于电源、数字信号、低频模拟信号等布线。

图1 混合多层介质叠层示意图Fig.1 Structural diagram of mixed multilayer substrates

M1～M6 之间所有与矩形波导截面重叠的区域内的金属及介质层通过常规PCB 铣削工艺全部去除,形成空气填充的介质腔耦合区域,并由金属底板为E 波段高频信号提供短路面。耦合探针基于0.168 mm 厚的RO4350B 基片设计,完成微带线传输信号和波导传输信号之间的耦合转换。

基于图1 所示的叠层结构提出的混合多层介质微带到WR12 波导过渡结构如图2 和图3 所示。单基片耦合探针(I)采取倒扣方式与混合多层介质(II)相互贴合,使得耦合探针的微带线与多层介质的微带线紧密接触。多层介质板安装于金属背板(III)上,金属背板(IV)在承载多层介质的同时,还为波导腔提供金属短路面。WR12 金属波导腔(IV)压接在耦合探针介质基片上。上述各结构之间通过导向销进行精确对位,确保耦合探针、空气耦合腔和波导腔的结构配合精度满足设计要求。

图2 6 层MMS 到WR12 波导垂直过渡结构示意图Fig.2 Structural diagram of vertical transition structure of 6-layer MMS to WR12 waveguide

图3 组成过渡结构的各个独立部分的结构细节。(a)耦合探针;(b)混合多层介质;(c)金属背板Fig.3 Structural details of each independent part of the transition structure.(a) Coupling probe;(b) Mixed multilayer substrate;(c) Metal backplane

为了将沿微带线传输的准TEM 模信号转换为沿波导传输的TE10 模,基于单层RO4350B 介质设计了径向线耦合探针,如图3(a)所示。在RO4350B 基片的正反面,以与WR12 截面相同的尺寸蚀刻两个无金属空白区域。在基片反面的波导耦合区域,保留径向线探针结构,探针半径为s,张角为φ,并与长度为l的微带线级联。该探针结构因为与MMS 在结构上相互独立,因此可以被视为一个分立元件,可以倒扣连接到MMS 的顶层,探针微带线与MMS 的微带线紧密压接,不需要通过焊接即可实现良好的电接触,进一步简化了装配工艺。

如图3(b)所示,多层介质与金属波导截面重叠的部分全部去除,在介质中形成空气填充的耦合腔,耦合腔尺寸与标准WR12 波导接口尺寸一致(a=3.1 mm,b=1.55 mm)。耦合腔周围密布直径0.3 mm 的金属化贯穿孔,以形成等效于金属波导内壁的信号屏蔽效果。

图3(c)显示了金属底板上的波导短路面结构。通常,短路面与耦合探针之间的距离为λg/4(λg是中心频率对应的波长)。根据混合多层介质总厚度t和λg/4之间的差异,短路面会在金属背板上呈现凹面或凸面状态,可以通过标准CNC 工艺方便地实现。如果短路面需以凸台形式实现,则凸台的尺寸(a′、b′、R′)相比波导截面(a、b、R)应保持一定的负公差,以嵌入MMS 的空气腔中。

1.2 设计与分析

在本文所设计的过渡结构中,从波导到微带的能量耦合原理类似于传统的同轴探头到波导的过渡[11-13]。图2 和图3 给出了过渡结构中的主要结构参数,通过适当调整背板短路面的高度(l′)和耦合探针的形状(s,φ),可以对过渡结构的回波损耗和插入损耗进行优化,优化后的结构参数值在表1 中给出,相应的仿真S参数如图4 所示,可见在75～85 GHz 的频率范围内,实现了优于17 dB 的回波损耗,而插入损耗小于0.5 dB。

图4 过渡结构仿真S 参数(1,2 端口的定义见图2)Fig.4 Simulation S parameters of proposed transition structure (the definition of port 1 and 2 can be found in Fig.2)

表1 过渡结构的参数优化值Tab.1 Optimized structural parameter of designed transition

在混合多层介质的工艺实现过程中,每层介质的厚度和相对介电常数(εr)通常会与设计值产生一定的偏离,这往往是造成微波电路性能恶化的主要原因之一。在本设计中,由于使用了独立的耦合探针结构,同时对多层介质中耦合腔区域内的介质进行了移除,大大降低了介质加载对性能的影响,使得过渡结构的性能对各层介质的εr变化不敏感,而仅受混合多层介质总厚度(t)变化的影响。t的变化主要影响耦合探针到短路面的距离,最终对过渡结构工作带宽内的中心频率会造成偏移,而这种偏移可以通过金属背板上凸台或凹槽的高度l′进行补偿。

图5 为过渡结构的S11参数随金属背板上充当短路面的凸台高度l′变化的仿真曲线。从中可以看出,如果在工艺实现后,混合多层介质的总厚度偏离设计值,可以通过调整参数l′对工作频段进行补偿。这样在不改变原有多层介质板和单层探针的前提下,只需要调整短路面凸台的高度,即可以较小的代价对整个过渡结构的性能进行修正。

图5 S11随金属背板凸台高度l′变化的仿真曲线Fig.5 Simulation results of S11 changing with the parameter l′ of metal back plate

2 实验样品与测试

考虑到测量所用仪器为波导接口,为了对所设计的过渡结构的实际性能进行测试,制作了两端均为波导口的背靠背的实验测试结构,如图6 (a)所示。

图6 (a)组装好的背靠背测试结构(L=40 mm,移除部分波导以显示内部结构);(b) 多层混合介质板中的空气耦合腔;(c)单基片耦合探针的正反面视图Fig.6 (a)Assembled back-to-back test structure (L=40 mm,part of the waveguides is removed to show the internal structure);(b) Air coupling cavity in MMS;(c) Front and back views of single-substrate-based coupling probe

两个波导耦合探针之间使用直微带线连接,因为在E 波段,直微带线会导致较大的传输损耗,为更准确地表征单个过渡结构的性能,需要将中间互联微带线的损耗去除,为此制作了两个具有不同直微带线长度L的背靠背实验样品,L分别为20 mm 和40 mm,以便在实验时通过对比,以测定单位长度微带线的损耗,进而从背靠背结构中扣除直微带线的损耗。图6(b)、(c)分别为混合多层介质和分立耦合探针的局部视图。金属背板和波导结构采用铝镀银材质制作,各个结构之间使用螺钉锁紧的方式实现紧密的接触。

实验测试装置如图7 所示,使用Keysight 矢量网络分析仪N5264A 和OML V10VNA2-T/R 频率扩展模块对背靠背结构的S参数进行测量。这套实验装置的测量范围为75～110 GHz,测试端口为WR10 波导口。而待测件的端口为WR12 波导口,这在测试中会引入一定程度的端口失配,但根据经验,对整个性能不会产生颠覆性的影响,所以可以用于实验测试。另外,为便于连接仪器和被测件,测试装置中包含了两个90°弯波导。

图7 背靠背过渡结构的矢网测试装置Fig.7 Test setup of back-to-back transition structure using vector net analyzer

3 结果分析

图7 所示的整个测试件的测试结果及背靠背结构的仿真曲线如图8 所示,可以看到在75～85 GHz 频率范围内,整个测试件的回波损耗在13～25 dB 之间,与仿真结果相比稍有恶化,这除了被测件自身性能的影响之外,还包含前述测试装置的WR10 端口与被测件WR12 端口之间的不连续性对回波损耗造成的影响。但从工程实践的角度来讲,整个工作频段内13 dB 的回波损耗的性能是完全能够满足需要的。

图8 整个测试件的实测与背靠背结构(L=40 mm)仿真S 参数曲线对比Fig.8 Comparison between measured and simulated S parameter curves of B2B structure (L=40 mm)

整个测试件的总的插入损耗测试值约为5 dB,而仿真的背靠背过渡结构的插入损耗只有2 dB,实测结果恶化了3 dB。经过分析,这增加的3 dB 插入损耗包含了仿真无法完全体现的额外导体损耗,还有附加的两个90°弯波导的损耗。

在77 GHz 频段,长微带线的损耗已不容忽视,为了评估单个过渡结构的损耗性能,应去除前述背靠背测试结构中40 mm 长的互连微带线的损耗,而这一额外损耗的去除可通过对另一个具有不同微带线长度的背靠背结构的测试实现,具体方法如下:

假设具有L1和L2长度的互联微带线的背靠背过渡结构的总损耗分别为α,β,其中,损耗单位为dB。单位长度的微带线的损耗γ可以定义为:

则背靠背测试结构中,单个微带-波导过渡结构的损耗可以定义为:

因此,通过对另一个具有L=20 mm 长的互连微带线的背靠背结构的测试,并比较L分别为40 mm 和20 mm 的两个过渡对之间的损耗差,可以计算出在75～85 GHz 频段内,单位长度微带线的插入损耗约为0.85 dB/cm,进而可以计算出单个过渡结构的损耗为0.6～0.8 dB,相应的曲线如图9 所示。

图9 去除互联微带线损耗后获得的单个过渡结构的插入损耗Fig.9 Insertion loss of a single transition structure obtained after the inter-connected MSL between the transition pair is de-embedded

表2 给出了本文所提出的过渡结构与其他文献报道中的混合多层介质微带线到波导过渡结构的性能对比。从各项指标的数值本身而言,Dong 等[7]所提出的结构在指标参数方面全面占优,但其工作频段为35 GHz,远低于其他参考文献及本文中的工作频率。而频率越高,介质材料的损耗因子通常越大,这一点从Hugler 等[10]所做工作在120 GHz 频段损耗达1.8 dB 也可以看出。另外,Dong 等[7]所提结构为水平过渡结构,而本文为垂直过渡结构。从表2 所列参数对比可见,水平过渡结构在百分比带宽方面比垂直过渡结构更具优势,但在实际使用场景中,确实也存在需要使用垂直过渡结构的情况。更重要的是,本设计不需要采用任何复杂工艺,仅使用常规PCB 工艺即可实现,而且性能稳定,对构成混合多层介质的各层介质的材料参数不敏感。综合而言,在更高工作频率、更多电路叠层的情况下,本文所提出的垂直过渡结构具有较明显的性能优势。

表2 过渡结构的性能比较Tab.2 Performance comparison of reported transition structures

4 结论

本文提出了一种工作于77 GHz 频段、基于混合多层介质的微带线到矩形波导的过渡结构,并对其性能进行了实验验证。测量结果表明,在77 GHz 频段内,具有13%的百分比带宽,可实现0.6～0.8 dB 的插入损耗和不低于13 dB 的回波损耗。此外,该结构对混合多层介质的材料参数不敏感,在工程上具有更强的鲁棒性和适用性。