基于有源反馈补偿的快速瞬态响应LDO 设计

陈 昶,刘 斌,张志浩,章国豪

(1.广东工业大学 信息工程学院,广东 广州 510006;2.广州穗源微电子科技有限公司,广东 广州 510006)

低压差线性稳压器(LDO)是电源管理芯片的重要模块,许多微处理器和便携设备的电源管理系统会使用多个LDO 来提供不同的电压,LDO 的电压波动会很大程度上影响系统的性能。传统LDO 在输出端会外接滤波电容,通常为微法(μF)级别,以实现良好的稳定性和瞬态响应[1]。然而,片外大电容既增加了成本也不适用于片上系统(SoC)的方案。因此,基于无片外电容LDO(CL-LDO)的方案被人们广泛研究并应用于全集成片上系统。

LDO 可以看作是两级或三级放大器,但与正常放大器的区别是其增益会随着负载大小改变,同时功率管级有大的寄生电容,这给频率补偿带来了挑战。通常使用的片内补偿方法有降低Q值补偿[2]、嵌套密勒补偿或阻尼因子控制补偿[3]等。然而,这些方法为了维持宽负载范围稳定性所需的补偿电容通常较大。王超等[4]和茅欣彧等[5]均通过在误差放大器输出端加入阻抗衰减器来减小输出阻抗,增大非主极点频率来提高相位裕度,但电路功耗会随之增大。Bu 等[6]提出的基于微分器的动态零点补偿技术可以实现低功耗、较高带宽的LDO 设计,但电路存在多个极点和零点,设计难度较大。Kim 等[7]采用主动前馈和反向嵌套密勒补偿相结合的方法,把位于右半平面的零点移到左半平面,从而提高稳定性,具有低功耗、高效率的优点,但电路的瞬态响应表现较差。

CL-LDO 由于没有片外大电容,负载快速切换时输出会出现大的过冲(Overshoot,Vos) 和下冲(Undershoot,Vus),对后续敏感电路产生较大影响。因此,通常需要增加瞬态增强电路(Transient Enhancement Circuit,TEC)来改善其瞬态响应表现。Liu 等[8]提出基于超级源极跟随器结构设计双环路来提高瞬态性能。快速局部环路具有高带宽、低增益的特点,保证对负载变化的快速反应,高增益的主环路则保证了良好的调整率,但电路的最大带载能力较差且功耗较大。

针对以上设计难点,本文设计的CL-LDO 采用有源反馈补偿,将补偿电容通过一个电流缓冲器(Current Buffer)来保证全负载范围稳定性的同时有效减小了补偿电容。在不牺牲功耗和效率的前提下,采用自适应偏置电路和电容耦合方式的瞬态增强电路来提高LDO 的瞬态响应性能,同时大幅减小了轻载到重载切换时产生的下冲电压值。

1 有源反馈补偿LDO 架构及稳定性分析

1.1 有源反馈补偿LDO 架构

区别于外接片外大电容的传统LDO 架构,本文提出的有源反馈补偿CL-LDO 架构如图1 所示,输出端只有几到几十皮法(pF)范围内的输出电容CL。除负载外,整体电路架构还包括带隙基准(BGR)、误差放大器(EA)、功率管、电阻反馈网络、频率补偿网络、瞬态增强和自适应偏置电路。

图1 有源反馈补偿CL-LDO 架构Fig.1 Architecture of active feedback compensation capacitor-less LDO

BGR 提供所需的参考电压Vref,Vout和Vref为一定的比例关系。电阻反馈网络、EA 及功率管是LDO 的核心电路,共同构成负反馈回路来稳定输出电压。自适应偏置电路通过Msense来检测负载变化,并产生感应电流Isense给EA,从而提高整体电路的响应速度。TEC 则是通过感应Vout的变化给功率管栅极提供快速放电通路。为了驱动大电流,相较于电路的其他晶体管,功率管的宽长比会被设计得比较大。因此,LDO 的瞬态响应表现通常会被功率管的栅极的寄生大电容所限制。

1.2 LDO 环路稳定性分析

本文LDO 架构中包括两个环路,分别是由误差放大器和反馈网络组成的主环路以及由自适应偏置电路组成的次环路。由于瞬态增强电路在电路处于静态工作状态时没有被激活,对系统没有施加影响。设计中只要保证次环路的环路增益始终小于0 dB,此时整体电路的稳定性就只取决于主环路的相位裕度(Phase Margin,PM)和增益裕度(Gain Margin,GM)。

LDO 的主体电路如图2 所示,没有包含偏置电路和基于电容耦合方式的瞬态增强电路。误差放大器采用两级放大结构,提高环路增益保证良好的线性和负载调整率。自适应偏置电路[9-10]则由一对电流-电压镜(CVM)和感应晶体管Msense组成,CVM 通过内部环路反馈[11]将Msense的漏端与输出电压Vout保持大致相等,所以Msense和Mpower有着相同的偏置状态,感应电流将是负载电流的精确复制。

图2 有源反馈补偿CL-LDO 主体电路结构Fig.2 Main circuit structure of active feedback compensation CL-LDO

有源反馈频率补偿网络由Cm、Ca和电流缓冲器组成。由式(1)表示的等效小信号传输函数知,在高频时,Vout的信号会通过Ca不衰减地耦合到电流缓冲器的输入端Va,其中ra为M17 跨导的倒数1/gm17。随后信号将被M17 和MFF 放大送回到Vout,形成快速的反馈回路。因此,补偿电容Ca可以变得更小,有利于提高单位增益带宽(Unit Gain Frequency,UGF),从而提升瞬态响应性能。由于MFF 漏端连接Vout,栅端连接第一级输出,从而形成一个弱推挽(Weak Push-Pull)输出结构。在重载到轻载切换时,MFF 打开,把多余电流直接流到地,而不对CL充电以减小Vos。

系统的传递函数为:

式中:Adc=βgm1gm7gmpro1ro2rL,为环路的直流增益;β=,为反馈系数;gm1、gm7分别为EA 第一级和第二级的等效跨导;gm17、gmf、gmp分别为M17、MFF、Mpower的等效跨导;C1、CL分别为第一级输出节点寄生电容和LDO 输出端电容;ro1、ro2、rL分别为第一级、第二级和输出级等效阻抗。经补偿后系统含有一个主极点pdom,一对复极点p2,3和一个左半平面零点z。将复极点频率推至UGF 外且抑制Q值来保证系统稳定性,左半平面零点可以设置在4 倍UGF 处以提高相位裕度。系统UGF、主极点pdom和左半平面零点z表达式分别为:

由于复极点的频率和品质因子Q值会随着负载变化而变化,因此需要分情况分析。

(1)重载时,gmp很大,但gmprL很小,对传输函数分母的二次项化简后解得:

(2)轻载时,Mpower工作在亚阈值区,gmp很小,但gmprL很大,同样简化后得:

重载时,可以通过增加gm17和减小Ca实现高UGF和高稳定性;但轻载时,复极点频率接近UGF,大大降低相位裕度,影响稳定性,且只能增加gmf来抑制Q值,但会相应增加功耗。因此,低功耗、高UGF 和高稳定性之间存在折中,需要通过选择合适的Ca、gm17和gmf来保证轻载时的稳定性。

2 关键电路设计与实现

2.1 电容耦合方式的瞬态增强电路

基于电容耦合方式的瞬态增强电路如图3 所示,旨在提高电路轻载到重载切换时的瞬态响应表现。该电路运行原理为: 由于MC4 和MC6 存在电流失配,故电路静态时K 点为低电平,MC8 没有被导通,对整体电路稳定性没有影响。当负载从轻载到重载切换时,Vout的快速下降被Cf和R2组成的高频检测网络检测到,导致MC4 源端电压迅速降低,使得K 点电位抬高,从而让MC8 导通,提供给功率管栅极寄生大电容一条快速的泄放通道,加快瞬态响应,减小Vus。

图3 瞬态增强电路Fig.3 Transient enhancement circuit

基于比较器[12]结构的瞬态增强电路通常需要提供额外的参考电压,而基于反相器[13]结构的瞬态增强电路则需要设计合适的翻转电压来触发后续进行充放电的晶体管。相比于以上两种电路,本文的电路结构比较简单且鲁棒性较强,检测用的Cf容值仅为450 fF,消耗的电流为2.2 μA,因此该模块没有增加太多的版图面积和电流消耗,实用性强。

2.2 偏置电路

由图2 和图3 知,LDO 总共有三处偏置需要进行设计,分别为误差放大器、瞬态增强电路和频率补偿网络的偏置。图4 所示为本文的偏置电路,其中PMOS 偏置均采用低电压共源共栅(Cascode)结构,减少电压消耗以适应低压工作。瞬态增强电路的偏置由M5～M8 提供;由于LDO 主体电路采用了自适应偏置技术,内部每个晶体管的静态工作点会随着负载的改变而改变,电路的稳定性会降低,因此频率补偿网络的偏置也需要自适应负载的变化以实现动态补偿。

图4 偏置电路Fig.4 Bias circuit

当无负载电流时,感应电流Isense基本为0;当负载加重时,Isense变大,此时流过MB9 和MB10 的电流为Ifix加上Isense,Vbp2会自适应电流的变化,从而达到自适应偏置的目的。

3 电路仿真结果

本文LDO 采用SMIC 180 nm BCD 工艺进行设计,使用Cadence Virtuoso 的Spectre 仿真器进行仿真。该电路的输入电压范围为1.4～2 V,输出电压典型值为1.2 V,负载电流的变化范围为0～100 mA。

当负载电容CL为100 pF 时,不同负载条件下的环路频率响应曲线仿真结果如图5 所示。当无负载电流时,LDO 的相位裕度最小,为66.5°;负载电流达到最大的100 mA 时,相位裕度为70.3°。可以看出,无论轻载还是重载,低频环路增益均保持在80 dB 左右,相位裕度均大于60°,满足系统稳定性要求。

图5 不同负载下(a)环路增益和(b)相位裕度的频率响应曲线仿真结果Fig.5 Simulation results of frequency response curves of(a) loop gain and (b) phase margin under different loads

图6 所示为相位裕度和UGF 随负载电流变化的曲线关系图。仿真结果表明,全负载范围内的相位裕度均大于60°;且随着负载电流的增大,UGF 从无负载时的342.1 kHz 增大到最大负载时的2.06 MHz。自适应偏置电路感应的Isense增加了EA 的偏置电流Ibias,导致EA 第一级等效跨导gm1=增大,其中μp为载流子迁移率,Cox为栅氧化层电容,(W/L)1为M1 的宽长比,结合式(3)可知,UGF 随之增大。重载时大的UGF 保证了良好的响应速度并扩宽了PSR 的频带范围。

图6 相位裕度和UGF 与负载电流的关系Fig.6 Phase margin and UGF versus load current

图7 所示为线性/负载调整率(Line/Load Regulation)仿真曲线。经计算,线性和负载调整率分别为0.17 mV/V 和6.95 μV/mA,说明具有较高环路增益的三级放大结构保证了电路良好的线性和负载调整率。

图7 (a)线性调整率和(b)负载调整率仿真结果Fig.7 Simulation results of (a) line regulation and(b) load regulation

图8(a)所示为加入TEC 前后的负载瞬态响应仿真结果。可以看出,在0.5 μs 时间内,当负载电流在0～100 mA 之间跳变,不含TEC 的Vus为864.3 mV,恢复时间为1.7 μs;而含有TEC 的Vus仅为160.5 mV,恢复时间为1 μs,Vos为102.5 mV,恢复时间为1.6 μs,证明TEC 有效增强了轻载到重载切换的瞬态调节能力。图8(b)说明在不同工艺角下,LDO 均有良好的负载瞬态特性。

图8 (a)加入TEC 前后和(b)不同工艺角下的负载瞬态响应曲线Fig.8 Load transient response curves (a)with or without TEC and (b) under different process corners

表1 为本文设计的LDO 与其他相关文献中LDO的性能参数对比。从对比结果中可以看出,本文设计的LDO 使用的补偿电容较小,在静态功耗、瞬态响应特性、恢复时间等方面也具有优势。

表1 本文与其他文献的LDO 性能参数对比Tab.1 Comparison of LDO performance parameters in this paper with other literatures

4 结论

本文基于有源反馈补偿设计了一款高瞬态响应、高效率的无片外电容LDO。采用的有源反馈频率补偿有效缓解了传统频率补偿方案中片上电容较大的问题,且改善了零负载时的稳定性,减小了面积和功耗。通过采用自适应偏置和电容耦合方式的瞬态增强电路,增强了瞬态响应性能的同时保证电路运行时的高效率。仿真结果表明,使用以上技术,无负载时静态电流为16.5 μA,重载时上升到189.7 μA,此时效率为99.8%,片上集成总电容仅为2.05 pF,0～100 mA 负载电流切换时过冲和下冲分别为102.5 mV 和160.5 mV,恢复时间均小于2 μs,特别是瞬态增强电路大大优化了下冲幅度,改善了负载瞬态响应的表现,且负载和线性调整率性能较好,能够满足如振荡器、MCU 等应用对电源高效率、高稳定性、快速瞬态响应的需求。