一种行-列分离控制的可重构传输阵列设计

田修稳 宋立众

①(哈尔滨工业大学电子与信息工程学院 哈尔滨 150001)

②(哈尔滨工业大学（威海）信息科学与工程学院 威海 264209)

1 引言

相控阵天线能够快速切换和扫描波束，其优越的性能可以满足未来信息传输的需求[1]。由于传统的相控阵天线需要大量的T/R组件、复杂的馈电网络和波束控制电路等，因此，其具有较高的生产成本和较大的传输线路损耗。然而，与传统相控阵天线相比，可重构传输/反射阵列不需要大量的T/R组件，而且，其采用的空间馈电方式降低了馈电网络的传输损耗[2]。可重构传输/反射阵列为研究低成本相控阵天线提供了一种可行的方案。在另一方面，与可重构传输阵列相比较，可重构反射阵列存在馈源遮挡问题[3–7]。本文只针对可重构传输阵列进行研究。

目前，对传输阵列的研究包括超表面[8]、频率选择表面(Frequency Selective Surface, FSS)[9]、部分反射表面[10]和不同相位精度的传输阵列[11]等，它们都能够调控入射电磁波的相位，并实现波束控制的能力。为了实现传输阵列对电磁波实时动态调控，科研人员将有源器件(PIN二极管或变容二极管)嵌入到传输阵列单元中。文献[12,13]将变容二极管嵌入到电偶极子和磁偶极子单元中，在1维方向上，惠更斯超表面能够对电磁波进行动态调控，但是，在大相位范围变化时，可重构传输阵列(Reconfgurable Transmit Array, RTA)单元损耗较大。文献[14]采用了6层级联的超表面来设计RTA，所设计的RTA单元具有较低的损耗和较大的相位调节范围。文献[15]采用5层FSS来实现高效的波束调控，在俯仰向和方位向，RTA能够实现26°和28°波束扫描。然而，多层级联的传输阵列具有较厚的结构，针对这个问题，文献[16,17]将接收天线、辐射天线和移相器集成在一个RTA单元中，通过调节移相器中的变容二极管的电容值，RTA实现了高效率调控。但是，在RTA进行波束扫描时，采用独立的模拟电压线路来控制每个RTA单元，因此，其波束控制电路比较复杂和控制电压值较多。在降低这种模拟电压值的数量方面，文献[18,19]将PIN二极管加载到接收天线中，所设计的RTA结构简单和电压值数量少。在简化RTA的控制电路和结构方面，文献[20]设计了一种由3层FSS表面组成的RTA，并将变容二极管嵌入到上下两层的FSS单元中，每一条电压线路控制着一列RTA单元，在1维方向上，RTA实现了45°的波束扫描。虽然上述研究成果已经采用不同方式来设计可重构传输阵列，但是，对于一种同时具有2维波束扫描和控制电路简单的研究成果较少。

本文提出一种行-列分离控制的可重构传输阵列，阵列单元由双层FSS构成，将变容二极管嵌入到FSS单元中，通过调节变容二极管的变容值，RTA单元能够实现相位连续可调。为了简化波束控制电路，本文提出一种行-列分离式的波束控制方法，RTA仅用40条控制线就能够控制2维波束扫描。在方向图E面上，随着波束增益变化–1.7 dB，RTA的波束扫描角度达到了39°，同时，在方向图H面上，RTA的波束扫描角度能够达到33°，波束增益变化–3 dB。本文第2节介绍RTA单元的设计和仿真结果，第3节给出波束扫描的理论支撑及RTA的设计过程，第4节展示RTA的扫描波束性能，第5节为结论。

2 RTA单元设计

本文设计的RTA单元结构和等效电路如图1所示，从图1(a)和图1(b)可以看出RTA单元由双层FSS单元级联构成，FSS单元之间为空气，其整体尺寸为 12 mm×12 mm×7.036 mm，介质基板采用F4B265 高频介质板，介电常数为2.65，损耗角正切为0.001，厚度h=1 mm。金属贴片、平行微带线和变容二极管紧贴在介质板上表面，其中黑色部分为变容二极管，变容二极管正方向与电场方向相同，垂直微带线印刷在介质板背面，通过金属过孔与矩形贴片连接，平行微带线和垂直微带线分别控制水平方向与垂直方向上的单元电压。在图1(c)中，Z是空气的波阻抗，Ls和Cv表示单元上层金属部分的等效电感和电容，Ch和Lh表示介质板的等效电容和电感，Cvar表示变容二极管的电容。由单元等效电路可知，FSS单元具有带通特性，因此，RTA单元也具有带通特性。本文采用 Macom公司生产的MA46H120变容二极管，在二极管两端的直流偏压从0 V上升到18 V时，其电容值从1.304 pF降低到0.149 pF。在实际应用时，变容二极管存在寄生电阻2 Ω和电感0.05 nH，寄生电阻和电感对变容二极管的整体性能影响较小。

图1 RTA单元结构和等效电路示意图

通过CST Microwave Studio 软件仿真RTA单元，其具体参数数值如下：p =12 mm, l=8.9 mm,h=1 mm, d=5 mm, w=9.3 mm。随着变容二极管的电容值变化，RTA单元传输幅度与传输相位性能如图2所示。从图2(a)可以看出，RTA的传输幅度曲线呈现带通特性，通过改变变容二极管的电容值，RTA单元中的容性发生改变，同时带通曲线左右平移，相位曲线上下移动。随着变容二极管的电容值从0.15 pF增加到1.2 pF，传输曲线向低频移动，曲线的3 dB带宽从1 GHz增加到1.9 GHz，同时，图2(b)展示了相位曲线逐渐下降。在工作频率为10.4 GHz处，当变容二极管的电容值从1.2 pF下降到0.6 pF时，在3 dB传输损耗范围内，相位曲线变化了163°。在10.5 GHz处，电容值在0.15～1.2 pF内变化时，相位变化175°，传输损耗小于–4 dB。同时，在10.3 GHz处，当电容值从0.17 pF增加到1.2 pF时，传输相位变化154°，传输损耗小于–2.95 dB。因此，在10.3～10.5 GHz范围内，RTA单元能够调节的相位大于154°。由于RTA单元调节的相位小于360°，在波束扫描时，RTA单元存在相位误差。本文将采用一种相位修正方法来合理设置单元相位，从而减少单元的相位误差。

图2 RTA单元传输幅度与传输相位

图3给出了不同入射角度下的RTA单元传输幅度特性。在图3中，当传输损耗小于–3 dB时，RTA单元的调节相位为∆ phase−3dB。在方向图E面上，不同入射角度下的传输曲线具有较好的稳定性，同时，当入射角度大于30°时，∆ phase−3dB下降较快。在方向图H面上，随着入射角度的增加，传输曲线性能逐渐变差， ∆phase−3dB不变。因此，在方向图E面和H面上，∆ phase−3dB和传输曲线性能限制了入射角度大小。

图3 在不同入射角度上RTA单元传输特性

3 可重构传输阵列设计

图4为RTA波束控制原理示意图，其中红色圆点代表馈源，F为馈源到达RTA的距离，S1,S2和S3为入射波传输路径。

图4 RTA波束控制原理示意图

根据几何光学原理，为了获得高增益扫描波束，从喇叭发射的准球面电磁波到达RTA时，不同单元处的电磁波相位延迟不同，因此，RTA单元需要补偿延迟相位，补偿相位表达式为

式(1)中，(xmn,ymn)为 阵面中的单元位置，(x0,y0)为F处的馈源位置，φ0是参考相位。

当一个正向传输的平面波到达RTA时，RTA将平面波传输角度调控到θ方向，角度θ与RTA单元之间的相位差∆ϕ的关系式为

式(2)中，P是单元周期，λ0为自由空间波长。

RTA将垂直入射角的准球面波转换成传输方向为θ的平面波，单元所需要的相位φmn为

由式(3)可知，在波束扫描时，单元需要具有360°的相位调节。由于本文提出单元相位调节能力有限，因此，本文采用一种相位修正的方法合理设置单元相位，以减小相位误差。所采用的相位修正方法表达式为

式(4)中，M ax 和M in分别为单元调节的最大与最小相位，φ为单元需要的相位，M id的表达式为

本文设计了一个20×20单元的RTA，有效口径尺寸为240×240 mm2，其2维结构和控制电路如图5所示。从图5(a)和图5(b)可以看出，每一条水平微带线和垂直微带线分别连接每一行单元和每一列单元。在图5(c)和图5(d)中，每条水平微带线连接电压V1,i(i=1,2,...,20) ，i表示第i行水平微带线，每条垂直微带线连接电压V2,j(j=1,2,...,20) ，j表示第j列垂直微带线，两个维度上的电压差表示为

图5 RTA结构与控制电路示意图

在方向图E 面上，设置每一列微带线的电压V2,j=0 V ， 此时，变容二极管两端的电压差∆Vi,j=V1,i，仅调节每一行微带线的电压V1,i能够独立控制每一行单元的相位。同理，在方向图H面上，设置每一行电压V1,i=18 V，变容二极管两端的电压差为∆Vi,j=18 V−V2,j,(V2,j ≤18 V)，此时，仅需要调节电压V2,j来 调节电压差∆Vi,j。因此，RTA仅需要20+20个控制线路就能够实现2维波束扫描，这种控制方式可以应用到M×N的RTA中。

在RTA实际波束扫描时，首先，采用相位补偿方法合理地设置每一列和每一行单元相位，然后，波束控制器的输出电压端口与水平和垂直微带线进行连接，根据变容二极管的电容值与两端偏压关系，波束控制器控制输出端口的电压大小。

4 结果和讨论

为了验证所提RTA性能，本文采用标准喇叭天线作为馈源，喇叭口径尺寸为65×48 mm2，焦距F为160 mm，其结构如图6所示。本文采用电磁仿真软件CST Microwave Studio 对RTA进行仿真。本文所提RTA波束扫描性能如图7所示。

图6 RTA和喇叭天线结构

从图5可以看出，RTA关于方向图E面和H面对称，同时扫描波束也具有相同的对称性，因此，本文仅给出了扫描角度大于0°的波束。由于不同频率处的扫描波束具有相似的性能，本节将详细讨论10.4 GHz处的扫描波束，详细的波束性能将展示在表1中。在图7中，波束扫描角度范围的限制条件为：扫描波束的旁瓣电平(SLL)不大于–4.9 dB，扫描角度范围内的波束增益(Gain)变化不大于3 dB。在方向图E面上，当波束角度θ从1°～39°时，波束增益从17.6 dB下降到15.9 dB，旁瓣电平从–10.7 dB上升到–5.4 dB，其中，波束增益减少1.7 dB， 旁瓣电平增加5.3 dB，因此，在波束扫描过程中，波束增益较为稳定。在方向图H面上，扫描角度从0°到达33°时，波束增益从17.8 dB下降到14.8 dB，旁瓣电平从–11.3 dB上升到–4.9 dB，其波束增益和旁瓣电平的变化值都大于方向图E面。从以上结果可以看出，随着扫描角度的增加，波束增益下降，旁瓣电平上升，造成这些变化的原因：(1) 在波束扫描中，方向图增益变化因子与扫描角度θ的关系cosθ为 ，因此，随着扫描角度的增加，波束增益下降；(2)随着扫描角度的增加， RTA单元的相位误差升高，从而导致增益下降和旁瓣升高。在扫描波束增益为17.8 dB时，RTA口径效率为6.93%，并且，在200 MHz带宽内，RTA实现了2维波束扫描。表2给出了本文所设计的RTA与参考文献中的RTA对比情况，从阵列厚度、波束扫描维度、控制线路方式和波束扫描角度范围4个方面进行了详细对比分析。

表1 10.4 GHz 处RTA扫描波束性能

图7 RTA扫描波束结果

在表2中，文献[15,18]设计的RTA，其阵列厚度较低，且具有较宽的2维波束扫描能力，但是，其每个单元独立控制，波束控制电路相对复杂。文献[20]设计的RTA，虽然阵列厚度较低，但是仅具有1维波束扫描能力。相比于表2中的参考文献，本文设计的RTA具有简单的波束控制电路、2维波束扫描能力和较低的阵列厚度。

表2 与相关文献对比

5 结论

本文提出一种简化RTA控制电路复杂度的方法，并设计了一种具有简化控制电路的RTA，其整体结构由加载变容二极管的双层FSS组成。在10.3～10.5 GHz频率带宽内，随着变容二极管的电容值变化，所设计的RTA单元能够高效调节入射电磁波相位。为了简化控制电路，本文提出了一种行-列分离的波束控制方法来独立控制RTA的行单元与列单元。在波束扫描时，针对RTA单元的相位调节范围有限问题，采用了一种相位修正的方法来降低RTA单元的相位误差，改善了扫描波束性能。所设计的RTA扫描波束性能表明，在200 MHz带宽内，RTA能够实现2维波束控制。因此，本方法能够为简化RTA的控制电路提供新的思路，非常适合应用于雷达系统和现代通信系统中。