基于部分极化转换表面与部分反射表面的宽带高增益圆极化天线设计

程友峰 王迎熹 钟佳丽 廖 成

(西南交通大学电磁场与微波技术研究所 成都 610031)

1 引言

2021年，中国科协发布年度重大科学问题、工程技术和产业技术问题，其中如何发展与5G/6G融合的卫星互联网络通信技术位列十大产业技术问题中[1]。为构建全球无缝覆盖的通信网络，星地融合是未来6G网络技术发展的重要方向[2,3]。在此背景下，近年来卫星通信尤其是大型低轨道卫星星座发展迅速，国内低轨卫星通信系统建设也已提上日程，在提出“虹云”、“鸿雁”低轨卫星通信星座计划的同时，更是将“与5G/6G融合的卫星通信技术研究与原理验证”课题纳入国家重点研发计划的重点专项中[4]。作为卫星通信系统的重要部件之一，卫星通信天线往往要求具有宽带宽、高增益、圆极化、重量轻以及易于集成安装等性能。因此，高性能平面宽带高增益圆极化天线一直是一项研究热点[5,6]。

人工电磁结构能够展现出自然材料所不具备的电磁特性，近年来也已被研究者引入到圆极化天线的设计中。按照所引入的人工电磁结构与辐射源的位置关系，可以将基于人工电磁结构的圆极化天线分为以下3类。第1类是将人工电磁结构放置在辐射源的下方以充当反射器。文献[7,8]提出了一种基于矩形贴片周期人工地结构，并将其应用于宽带圆极化天线的设计。所设计的人工地结构对于X和Y极化波的反射相位分别是+90°和-90°，那么结合偶极子天线的直接辐射波和人工地结构的反射波的合成波即具有两个幅度相等相位相差90°的正交分量，因而能够形成圆极化辐射。基于此，文献[8]所设计的圆极化天线分别具有20%和40%的轴比带宽和阻抗带宽。文献[9]通过在圆极化贴片辐射源的下方放置超表面结构实现了阻抗与轴比带宽的增强，所放置的超表面不仅能够在贴片与超表面之间产生额外的电磁耦合进而提升带宽性能，而且能够增大天线的场分布区域以提升其有效口径。此外，加载人工电磁结构反射器还能够实现双频圆极化天线的设计[10]。人工电磁结构还可以直接作为圆极化天线的辐射源，最典型的代表是圆极化超表面天线[11–14]。这些设计或者利用特殊设计的缝隙耦合馈电在超表面中形成等幅且相位相差90°的正交电场分量(如文献[11]中的斜45°缝隙耦合馈电与文献[12]中的“米”字形缝隙连续旋转耦合馈电)，或者利用特殊制备的超表面周期单元将线极化耦合电磁能量转换为圆极化辐射(如文献[13,14]中的切角型超表面单元)。以上这些设计在实现圆极化辐射的同时，也获得了宽带或多频性能。第3类是人工电磁结构用作辐射源的覆层，这类天线的特点是利用超表面等结构扩展圆极化天线的阻抗与轴比带宽[15,16]，或者利用超表面极化转换性能实现线极化到圆极化的转变[17,18]。文献[19]通过在微带贴片的上方放置4×4超表面结构实现了圆极化天线的带宽性能增强，所设计天线的轴比与阻抗带宽分别达34.1%和63.6%，他们相较于未加载超表面时分别增加了20.2%和47.3%。以上设计均基于人工电磁结构实现了宽带/多频圆极化天线，但对于天线的高增益性能的促进作用却并不明显。

法布里-珀罗(Fabry-Perot, F-P)谐振腔天线是一种典型的高增益天线，其在卫星通信系统中也有良好的应用潜力[20]。2014年，文献[21]分析了FP天线轴比与反射地板的反射相位以及部分反射表面的透射和反射相位的关系，并基于此提出了一种基于线极化辐射源的圆极化F-P天线的通用设计方法。进一步地，为验证所提出的设计方法，文中设计了一款工作在15 GHz的高增益圆极化天线，然而该天线的带宽相对较窄。文献[22]利用集成了部分反射功能与极化转换功能的超表面结构，设计了一款具有高口径效率的圆极化F-P天线。线极化源所辐射出的电磁波在F-P腔体中震荡并经部分反射表面透射形成高增益性能，而极化转换功能能够将透射出的线极化波转换为圆极化波，由此实现圆极化。以上两种设计的共同缺点是它们的阻抗与轴比带宽都相对较窄。此外，还可以直接利用圆极化辐射器来作为F-P天线的辐射源。文献[23]采用圆极化磁电偶极子作为F-P天线的辐射源，设计了一款具有宽带与高增益性能的圆极化天线。测试结果表明该天线分别具有54%与29.3%的阻抗与轴比带宽，并且在宽带范围内的峰值增益达11.45 dBi。文献[24]在宽带圆极化交叉偶极子辐射源的上方加载特殊设计的部分反射表面，获得了分别为43.37%与39%的阻抗带宽和轴比带宽，且实现了12.5 dBi的峰值增益。然而，这种利用圆极化辐射源的设计往往需要复杂的馈电网络，一定程度上降低了天线的制造简易型以及增大了设计成本[21]。因此，设计基于线极化辐射源的宽带高增益F-P天线目前仍具有较大的挑战[25]。

本文正是针对基于线极化辐射源的高增益圆极化F-P天线，探究其阻抗与轴比带宽的拓展设计方法。首先，在已报道的反射型极化转换超表面辅助设计圆极化天线的基础之上，扩展了部分极化表面用于圆极化天线的工作原理，并基于此提出及分析了初始宽带圆极化天线的结构与性能。然后，加载与反射型部分极化转换表面的周期图案具有相同结构的部分反射表面用于扩展天线的带宽与提升可实现增益。最终，实现了一款基于部分极化转换表面和部分反射表面的宽带高增益圆极化天线。仿真、加工与测试表明，该天线的阻抗与轴比带宽分别为6.8～8.4 GHz (21.3%)和6.8～8.3 GHz (19.9%)，且峰值增益达10.5 dBi。

2 超表面单元设计与分析

部分极化转换表面与部分反射表面的单元结构如图1(a)与1(b)所示，二者的周期金属图案相同，区别在于是否存在有反射地板。所印刷的金属图案为非旋转对称的四臂张角单元，其由耶路撒冷十字形单元结构演化而来，相邻两臂的宽度分别为L1和L2，四臂上均刻蚀有3个宽度均为Ws的圆弧形缝隙用以增强周期结构的工作带宽。所刻蚀的缝隙等位为加载串联电容，进而降低总体等效电容，而超表面结构的谐振带宽可以等效为串联LC电路的谐振带宽，因而减小总体等效电容能够有效扩展超表面结构的工作带宽[26]。对于部分极化转换表面结构，控制L1与L2的比值能够调节极化转换的幅度与相位差。两种超表面结构的单元周期均为Dc，在仿真设置中，采用如图1(c)所示的三角形栅格布局，这与后续其在天线设计中的应用情况一致。超表面单元的具体结构参数如表1所示，所采用的介质基板为国产旺灵F4B-M，相对介电参数为3.5。

表1 部分极化转换表面与部分反射表面的单元结构参数(mm)

所设计的部分极化转换表面在x极化入射波照射条件下的反射性能如图2(a)所示。从图中可以看出，在6.5～15.0 GHz频段内，入射波经该超表面反射后的反射波分为x极化与y极化两部分，并且它们的相位差始终维持在90°。假设反射波中，x极化分量的占比为A，则y极化分量的占比为1－A。

文献已报道有利用完全极化转换表面实现圆极化天线的设计[27]，需要说明的是本文所提出的超表面单元也可以实现完全极化转换。图2(b)分析了介质基板厚度对于反射波中x极化分量与y极化分量的比值的影响，可以发现当介质基板的厚度由3 mm降低到1.8 mm时，在11.0～18.0 GHz频段内，反射波中仅剩下y极化分量，而x极化反射波则近乎为零。本设计中，选择利用部分极化转换的原因在于其工作频带(6.5～15.0 GHz)远低于完全极化转换的工作频带，因而有利于实现后续天线的小型化设计。并且，部分极化转换也能够从机理上实现圆极化辐射，具体的分析将在第3节给出。综上所述，所设计的超表面单元的性能优势主要体现在宽工作带宽以及小型化两方面。

图1(b)的周期单元结构在x极化入射波照射条件下的反射与透射性能如图2(c)所示，可以发现其在6.0～13.0 GHz频带范围内表现出部分反射的性能。此外，该周期结构对于x极化与y极化入射波的反射相位相等，这意味着其在用于F-P天线的部分反射表面时对于腔体内的x极化波与y极化的90°相位差不会产生影响。甚至，后续分析表明该部分反射表面能够有利于扩展圆极化天线的轴比带宽。

图1 部分极化转换表面与部分反射表面的单元结构及其仿真模型

图2 部分极化转换表面与部分反射表面的周期结构仿真结果(x极化入射情况)

3 天线设计与分析

3.1 天线整体结构

本文所设计的宽带圆极化F-P天线主要分为3个部分，分别是部分极化转换超表面部分，贴片辐射源部分以及部分反射表面部分，天线的整体架构如图3所示。部分极化转换超表面部分由6×6图1(a)的单元结构周期排列组成，而部分反射表面部分则包含有36个图1(b)的单元结构。F-P天线的辐射源为同轴馈电的矩形贴片，为扩展天线的带宽，4组寄生贴片旋转对称放置在源贴片的周围。需要说明的是，所设计的F-P天线通过借助部分极化转换表面与部分反射表面，在宽带范围内将源贴片的窄带线极化辐射转变成宽带高增益圆极化辐射，并且具有馈电结构简单、口径紧凑以及易于集成等优点。

图3 最终天线的结构示意图

所提出的F-P天线共有3层介质基板，其中部分极化转换表面与部分反射表面的介质电性能已在第2节给出，辐射源贴片下方的介质基板同样为国产旺灵板材，其相对介电常数为2.2。最终天线的具体结构参数列于表2中。

表2 所设计的圆极化F-P天线的最终结构参数(mm)

3.2 工作原理分析

首先，无部分反射表面和寄生贴片加载的圆极化初始天线被提出，其结构参数与图3的参数相同。如图4所示，贴片天线所产生的电磁波可以分为具有相同幅度的前向波(k11)与后向波(k12)，它们的幅度可以表示为1/2，而它们的电场方向相同(分别可以表示为E11与E12)。其中后向波经部分极化转换表面反射后分为两部分(分别可以表示为k21与k22)，并且它们的幅度分别为A/2与(1–A)/2。需要注意的是k11与k22的电场方向相反，因而它们的合成波的幅度为1/2–(1–A)/2= A/2。此时，该合成波与k21的幅度相同，电场相互垂直且相位相差90°，因而能够形成圆极化辐射。

图4 初始天线的圆极化产生原理示意图

需要注意的是，在初始天线设计中，为实现下层超表面结构的部分极化转换功能，激励贴片需放置在x轴方向以产生x极化辐射波。初始天线的反射系数、轴比以及可实现增益随频率的变化关系分别如图5(a)，图5(b)和图5(c)所示，可以看出天线的阻抗带宽为7.3～8.6 GHz，而轴比带宽为7.1～7.8 GHz，带宽内的峰值增益为6.3 dBi。

然后，加载寄生贴片以扩展天线的阻抗与轴比带宽。寄生贴片的尺寸小于激励贴片，并且偏离激励贴片较远的贴片具有更小的尺寸。寄生贴片通过耦合在高频处产生谐振，进而能够在高频处产生向上和向下的辐射波，并经过部分极化偏转表面的反射后形成圆极化性能。因此，寄生贴片的加载能够改善初始天线的高频处反射与辐射性能。图5给出了初始天线在加载寄生贴片情况下的仿真结果，可以发现此时的阻抗带宽为7.1～9.2 GHz，相较于初始天线扩展了9.4%。同时加载寄生贴片时的轴比带宽为7.4～8.4 GHz，相较于初始天线提升了3.3%。并且带宽内的可实现峰值增益也从6.3 dBi上升到了7.1 dBi。

另外，为提升初始天线的辐射增益，引入了部分反射结构以构成F-P天线。F-P谐振腔的厚度设置为半波长，腔体内由部分反射表面反射回来的电磁波经部分极化转换表面反射后仍然能满足x极化分量与y极化分量幅度相等且相位相差90°的关系，因而能够保持良好的圆极化性能。图5给出了初始天线在仅加载部分反射表面情况下仿真得到的反射与辐射性能，通过对比可以发现天线的峰值增益增加了4.0 dB，并且阻抗与轴比带宽也得到了增强，分别为6.8～9.2 GHz和7.2～8.0 GHz。通过对比可以发现，部分反射表面的加载引入了新的谐振使得F-P天线产生双谐振，进而实现了阻抗带宽的扩展。为解释加载部分反射表面所产生的新谐振，天线在xoz平面所产生的电场分布绘制于图6，显然上述两个谐振的融合拓展了天线的反射带宽。

图5 初始、改进与最终天线的反射与辐射性能

图6 初始与部分反射表面加载天线的xoz平面电场分布

需要说明的是，天线的反射系数与有效口径都直接影响着其可实现增益，它们之间的关系可以表述为

其中，Ae表示的是有效口径，其随着频率的上升逐渐增大，η表示的是效率，其与反射系数成反比。显然，最终天线的增益会随着频率的上升至约6.5 GHz，因有效口径的增大以及效率的上升(反射系数逐渐降低)，天线的增益逐渐增大；当工作频率由6.5 GHz逐渐增大至7.0 GHz时，有效口径继续增大，而反射系数则逐渐上升进而导致天线效率下降，因而天线增益曲线不能继续上升而呈现较低的增益值；而随着工作频率的进一步上升，有效口径持续增大，反射系数也逐渐降低进而天线效率上升，且F-P谐振腔的谐振条件进一步被满足，因而天线的增益持续得到上升。以上分析与仿真及测试得到的结果相吻合，说明了该解释的正确性。

最后，在初始天线的基础之上同时加载寄生贴片与部分反射表面，由此形成了最终天线的设计。图7展示了最终天线的反射与辐射性能及其与初始天线性能的对比，显然最终天线的阻抗与轴比带宽(6.5～9.2 GHz和6.8～8.4 GHz)相较于初始天线具有明显的提升，同时工作频带(6.8～8.4 GHz)内的可实现增益为7.1～10.8 dBi，相较于初始天线的峰值增益也有较为明显的提升，口径效率达64.7%。

最终所设计的圆极化F-P天线的谐振腔高度t0对于反射性能与辐射性能的影响较大，理论上分析t0越大则低频处性能能够得到加强。为研究t0对于最终天线的带宽与轴比的具体影响，图7给出了不同t0参数下的仿真结果。通过对比可以发现，随着t0的增大，天线的谐振频率与峰值增益均朝着低频方向下移。并且，t0增大对于低频与高频处的轴比具有改善效果，但是对于7.5 GHz频率处的轴比有恶化的效果。为实现阻抗与轴比带宽的最大化，t0最终选择为14.0 mm。

图7 F-P腔体高度对于最终天线的反射与辐射性能的影响

选择与极化转换表面相同的图案作为部分反射表面的金属图案的目的是最大化天线的带宽与增益性能，为说明所设计部分反射表面的优势，设计了一种基于经典矩形单元的部分反射表面。当两种部分反射表面分别加载且F-P腔体高度相同的条件下，相应的仿真结果如图8所示。从图中可以看出，两种部分反射表面加载条件下的阻抗带宽几乎相同，然而加载所设计部分反射表面时的轴比带宽更宽且可实现增益更高，由此可以佐证所设计部分反射表面的优势。

图8 两种部分反射表面以相同条件加载情况下的性能对比

4 天线性能与加工实测

为验证所设计圆极化天线的带宽、增益以及辐射方向图等性能，对最终天线进行了加工与测试。天线实物如图9所示，其中部分极化转换表面部分与辐射源贴片部分采用固化片压合PCB工艺压合在一起，固化片的介电常数为4.4，厚度为0.1mm。同时，在天线的四周额外加了4个螺柱孔以便于安装。天线采用SMA同轴接头予以馈电，上下层之间利用塑料螺柱予以固定。

图9 最终天线的加工实物图

仿真与测试的反射系数随频率变化曲线如图10(a)所示，二者在低频段吻合得较好。测试得到的–10 dB阻抗带宽为6.8～8.4 GHz (21.3%)，相较于仿真结果(6.5～9.2 GHz)具有一定的下降，主要原因在9.5 GHz频率谐振处的阻抗匹配不够好，导致反射系数大于–10 dB。造成这种结果的可能原因是部分反射表面相对于地面不够平坦，以至于FP腔体的高度在各个位置上不一致。

图10(b)展示了通过仿真与测试得到的轴比随频率变化曲线，对比发现仿真与测试结果吻合良好。测试得到的轴比带宽为6.8～8.3 GHz (19.9%)，这与仿真结果(6.8～8.3 GHz)保持一致。结合上述阻抗带宽结果，所设计的圆极化F-P天线的工作带宽为6.8～8.3 GHz。

所设计天线在xoz和yoz平面内的远场方向图如图11所示，可以看出该天线具有良好的右旋圆极化侧射性能。并且，测试结果表明天线的交叉极化水平较低。图10(c)绘制了天线的可实现增益随频率的变化曲线，测试结果表明峰值增益为10.5 dBi，略低于仿真结果。测试结果显示，在工作带宽内，天线的可实现增益为8.1～10.5 dBi，计算可得口径效率达60.4%。此外，从图10(c)还可以发现测试结果在低频处优于仿真结果，其原因通过对比图7(c)与图10(c)可以推测在于装配时腔体高度难以控制为精确的14.0 mm而稍大于此值，因为图10(c)测试所得到的增益曲线在低频处与图7(c)中F-P腔体高度增大后的结果类似。综上，测试结果验证了所设计天线良好的宽带高增益圆极化性能。

图10 仿真与测试性能对比

从图11还可以发现，在高频段天线辐射方向图的旁瓣电平较高。为解释这个问题，图12给出了最终天线在xoz平面内的电场分布。从图中可以看出，在7.0 GHz，电场主要集中在部分反射表面的中心部分，而在8.0 GHz，部分反射表面两侧的电场得到加强。因而，在低频处天线的旁瓣电平较低而在高频处的旁瓣电平较高。一种可行的解决方案是利用透射相位渐变的部分反射表面结构，通过调整透射相位改变不同方向上投射角的大小进而降低旁瓣电平，基于这种思路的F-P天线设计也已见诸于报道[31,32]。

图11 仿真与测试的辐射方向图

图12 最终天线的xoz平面电场分布

最后，为体现本文所提出天线的性能优势，表3给出了所设计天线与已报道基于线极化源的圆极化F-P天线的相关参数对比。通过对比可以发现，所提出的天线在阻抗带宽、轴比带宽以及口径效率等方面均具有较为明显的优势。

表3 所设计及已报道文献中基于线极化源的圆极化F-P天线性能对比

5 结论

本文提出了一种基于线极化辐射源的高增益圆极化天线。利用部分极化转换超表面与部分反射表面，将线极化贴片的辐射转变为高增益圆极化辐射。并且，通过加载寄生贴片与部分反射表面，扩展了天线的阻抗与轴比带宽。基于此，文中详细介绍了天线的结构、工作原理以及仿真与测试结果。测试结果表明，所设计天线的阻抗与轴比带宽分别为21.3%和19.9%，且在工作带宽内天线的峰值增益达10.5 dBi，口径效率达60.4%。