一种抑制多径影响的全向高增益天线

傅强之 赵云

（1.西南电子技术研究所,成都 610036；2.景德镇军事代表室,景德镇 333000）

引言

在通信系统中，全向天线由于可实现信号在水平面的全覆盖，而被广泛应用于车载、机载、地面基站等通信系统中.对于机载平台，由于机身载体的遮挡，通常需要多个天线来实现空间的有效覆盖.机载平台上的单个高增益水平全向天线，不仅需要水平面增益较高，同时要保证在俯仰面上具有较宽的波束宽度，进而实现水平空间的全向有效覆盖.此外，由于机载平台天线架设载体地板多径反射的影响，天线俯仰面主波束内某些仰角上出现较深的零深，严重影响到通信中的空域覆盖.此问题为实际工程中机载平台垂直极化水平全向高增益天线亟待解决的问题.

传统的垂直极化全向天线一般采用单极子或偶极子天线及其变形形式，如鞭天线、刀型天线、单锥天线、双锥天线等.而高增益的垂直极化水平全向天线大多需要通过单极子或偶极子天线组阵的形式实现，如富兰克林类全向天线，同轴共线类天线以及共线微带类全向阵列天线等.富兰克林天线[1]采用串馈的形式对λg/2 长的辐射单元进行等幅同相馈电，这种结构让流经反向电流的线段通过折叠的方式，使其不向外辐射能量，只有同向电流流经的线段进行辐射，从而实现了辐射的全向特性.采用这种方式可以抑制因为电流随频率的变化而不均匀分布引起的波瓣倾斜.与富兰克林天线类似，同轴共线 (coaxial collinear，CoCo) 天线[2]利用串馈形式将长度为λg/2 同轴线单元内外导体交叉连接，这种交叉连接方式抵消电压因传输而产生的相位差，从而使得天线阵上的所有单元获得同相激励电压，容易实现较高增益.基于CoCo 天线原理，文献[3]将长度为λg/2 长的微带线与长度为λg/2 的地板交叉串联连接，使所有辐射单元电流同相，从而实现垂直极化全向辐射.CoCo 类串馈天线阵列单元长度为λg/2，与波长相关，其带宽较窄，如文献[3-4]中CoCo 微带阵列带宽为15%左右.此外这种串馈形式的CoCo 天线也会因电流随频率变化的不均匀分布而引起波瓣倾斜.文献[5-9]中共线天线阵为并馈形式，此外为了抑制馈线对全向性的影响，其线阵单元由两个位于馈线两边的背对背电偶极子构成，这类天线[5,8]带宽一般较窄.文献[7]利用宽带巴伦[10-11]展宽了背对背电偶极子带宽，其驻波小于1.5 的相对带宽可达56%.但由于背对背电偶极子在水平方向上组成二单元阵，线阵的形式使得天线在阵轴方向上水平增益不高，水平面增益不圆度差.文献[7]通过在电偶极子前方增加引向的寄生电偶极子并将背对背电偶极子交叉布置组阵的方式来提高水平面增益的不圆度，增加了天线结构复杂度.文献[12-14]中采用串馈形式的微带共线天线，其带宽较窄，且阵列俯仰面方向波束指向也会随着频率的变化出现倾斜.

本文提出一种L 波段全向高增益垂直极化机载通信天线，该天线由四个共轴的宽带蝶形电偶极子构成，四个蝶形单元采用同轴并馈方式进行馈电；为了抑制馈电走线对天线水平增益方向图不圆度的影响，馈线进行S 形走线，且四个蝶形电偶极子依次分布于馈线的左右.为了抑制地面载体多径效应的影响，在架高天线的同时，通过对各个阵元馈电相位的调整，调整天线俯仰面主波束指向，使其适当上翘，降低天线俯仰波束的打地电平，进而抑制天线载体反射多径的影响，这种方式能够较好地抑制由地面反射多径造成的俯仰面方向图零深.通过理论分析以及电磁仿真计算，确定了天线的最优结构以及单元馈电相位差，并进行了实物加工和测量.实测结果表明，在L 频段内，四单元相位差为25°时能够有效抑制由y轴长地板引起的多径零深，实测结果与仿真结果吻合较好，为天线阵提供了一种新颖的单元天线结构.

1 天线设计

本文设计的四单元高增益天线单元选取宽带的印制蝶形电偶极子，该电偶极子的两个阵子臂分别印制在介质基板的上下两面，然后采用平行耦合线将介质板上下两层的两个振子臂相连.为了展宽电偶极子带宽，阵子臂采用渐变结构，同时在每个阵子臂介质板背面增加相应的寄生贴片.此外，为了抑制地板走线分布对天线水平增益方向图不圆度的影响，地板呈S 形分布，且蝶形电偶极子依次分布于微带地板走线两侧.其中每两个蝶形电偶极子构成一个子阵单元，子阵地板呈中心对称分布，其对蝶形电偶极子水平面方向图的影响互补，进而保证了水平面增益方向图的不圆度.此外为了抑制载体异形地板多径对方向图的影响，利用双射线法分析了俯仰面方向图产生零点的位置，理论分析了抑制俯仰面方向图多径零深的方法.仿真和实测结果表明，在约束尺寸下四单元相位差为25°时能够有效抑制由y轴长地板引起的多径零深，实测结果与仿真结果吻合较好，为安装于异形地板上的高增益天线阵提供了一种抑制多径影响的方案.

1.1 天线单元设计

为了展宽带宽以及减小随频率变化相位一致性变差的影响，天线单元采用并馈的两个蝶形电偶极子组成的2×1 单元结构，如图1 所示.其中A、B 分别为上下蝶形电偶极子的馈电点，介质基板材料为Rogers RO4003，介质板材料相对介电参数 εr=3.55，介质基板的厚度h=0.8 mm，宽度w=80 mm，上下两个蝶形电偶极子的间距d=56 mm；蝶形电偶极子单臂长度l1=24 mm，末端宽度w2=32 mm；寄生贴片宽度l2=9.5 mm，寄生贴片通过直径rd=1 mm的短路柱与辐射贴片相连；地板尺寸为：w1=20 mm，w3=52 mm，w4=4 mm；平行耦合线的尺寸为：l3=20 mm，l4=28.4 mm,w5=1.8 mm.根据以上模型参数在HFSS 中对2×1 蝶形电偶极子单元进行仿真，A、B 处两个端口等幅同相馈电，水平面(H 面)和俯仰面(E 面)增益方向图仿真结果如图2 所示.

图1 2×1 蝶形电偶极子单元结构Fig.1 The structure of 2×1 bowtie electric dipole

图2 2×1 蝶形电偶极子单元H 面和E 面增益方向图Fig.2 E and H gain pattern of 2×1 bowtie electric dipole

从图2 可以看出，E 面方向图中2×1 蝶形电偶极子单元垂直极化水平增益最大为2 dBi，且H 面方向图不圆度较好，能够实现垂直极化水平全向；E 面方向图中在馈电点A、B 等幅同相馈电下，波束指向为±90°，即水平面方向增益最大.

1.2 多径抑制设计

由于单个2×1 蝶形电偶极子单元的垂直极化增益最大为2 dBi，不满足实际工程中的高增益应用需求，我们在L=300 mm、W=60 mm的介质基板上将两组2×1 蝶形电偶极子单元组成一个4×1 蝶形电偶极子阵列，利用威尔金森功分器进行功分并采用同轴线并馈方式进行馈电，设计出4×1 蝶形电偶极子垂直极化高增益天线，整体结构如图3 所示.

图3 中A、B、C、D 分别为四个蝶形电偶极子的同轴线馈电位置，四元阵中心位置距离底端的高度为H=186 mm.该天线安装于固定翼飞机垂尾顶端，主要对水平面以上空域进行覆盖，其多径影响来源主要有两部分：一是飞机机身和机翼，二是垂尾安装面地板.飞机垂尾高度约2.7 m，机身长约12 m(不含机头)，单侧机翼长约5 m，机身和机翼反射路径的最小入射角度约为12.9°.当天线波束略微上扬时，通过机身和机翼反射的能量远小于直射径能量，产生的多径影响较小，所以本文主要考虑对垂尾安装面地板多径的抑制设计.垂尾安装面地板可近似为椭圆金属底板，椭圆长轴为1 400 mm，短轴为1 00 mm.安装于椭圆长轴上，馈电点位置距离椭圆圆心230 mm位置处，机载高增益天线安装位置如图4 所示.

图3 垂直极化高增益水平全向天线Fig.3 Structure of high gain vertical polarization omnidirectional antenna

图4 天线在金属地板上的安装位置Fig.4 The location of antenna on the PEC ground

如图4 所示，天线安装地板为狭长椭圆形金属，长轴较长，短轴较短，因此该地板对天线方向图的影响主要集中在 ±y轴方向上，也即方位角φ=90°、270°方向上.为了分析地板反射对天线方向图的影响，利用射线方法进行近似分析，±y轴方向上天线远场多径传播示意图如图5 所示.

图5 ±y 轴方向上天线远场多径传播模型Fig.5 The multipath model on the ±y axis orientation

根据射线法，±y轴 方向上天线远场中总场Et主要由直达波与地面反射波两部分构成，Et可近似为

由式(1)可知，由于地板反射造成的多径效应，当直达波与地面反射波同相时，会使得总场Et形成峰值点；当直达波与多径反射波反相时，总场Et形成谷值点.式(1)中E0为 直达波场，ρv为垂直极化地面反射系数：

式中：Γv为垂直极化地面反射系数，由于反射面地板为金属，这里 Γv=1；k0=2π/λ0为自由空间中波数；ΔR为多径波程差，在远场条件下 ΔR可做如下近似：

式中：θ为仰角，根据图5 所示的多径传播几何模型，可知在y轴正方向上 θ ∈[θR,90°]，在y轴负方向上θ ∈[θL,90°]，θR、θL分别是轴方向天线俯仰面方向图受多径影响的下限仰角.根据上述几何关系可得θL,θR为：

式中：α为直达波与地面反射波之间的相位差.当α=0°时，直达波与地面反射波同相，天线方向图形成峰值点；当 α=180°时，直达波与地面反射波反相，天线方向图形成零值点，零值点会造成通信覆盖的盲区，也即当 ρv=-1时，俯仰面方向图会出现谷值点.根据式(2)和(3)，在L 频段中心频率f0=1.55 GHz计算可得俯仰面方向图由于地面反射造成的第一谷值点仰角为 θ0≈31°.

由于俯仰面下限仰角 θL、θR均小于 θ0，±y轴方向天线俯仰面方向图受到椭圆地板多径反射造成的影响会出现明显的谷值点.根据半空间中方向图式(5)可知，可以通过降低天线方向图打地电平的方法来抑制地面环境多径效应造成盲区的影响，也即当f0(-θ) ＜＜f0(θ)时，f(θ)≈f0(θ).因此，为了抑制椭圆金属地板多径对天线方向图的影响，四个电偶极子采用非同相馈电，通过调相使得天线俯仰面方向图适当上翘，进而降低打地电平，抑制地板反射多径的影响.

1.3 仿真分析

本节对高增益天线电性能进行相应的仿真.天线HFSS 仿真模型如图6 所示，高增益天线四单元之间馈电相位差分别为0°、20°、25°、30°时天线在1.35 GHz、1.55 GHz、1.75 GHz 频点的方向图仿真结果如图7～9 所示，其中图7、8 中灰色区域为天线俯仰面方向图期望覆盖区域.

图6 HFSS 仿真模型Fig.6 HFSS simulation model

图7 不同馈电相位差下高增益天线俯仰面垂直极化增益方向图 (φ=90°)Fig.7 The pitch gain pattern of the high gain antenna with different feeding phase differences for φ=90°

通过图7 与图8 对比可知，载体飞机的多径效应对天线的方向图以及增益等辐射特性产生了较大的影响.从图7 可以看出，高增益天线在俯仰面方向图期望覆盖区域内存在零深，该零深位于天线方位90°俯仰65°附近，对应仰角为25°，位置与双射线法理论分析零深俯仰角位置相当，证明该机载平台对天线的影响主要来源于椭圆金属安装板的y轴.当四单元之间相位差为零也即同相馈电时，在1.35 GHz、1.55 GHz 方向图零深增益在-8 dBi 左右，1.75 GHz方向图零深处增益在-2 dBi 左右.根据理论分析结果可知，辐射单元馈电相位差影响俯仰面波束打地电平大小，进而影响俯仰面方向图零深.当四单元同相馈电时，俯仰面波束方向图打地电平较高，该零深较深，此时天线受异形地板多径效应影响较为严重.通过调整四单元天线之间相位差使得俯仰面波束适当上翘，降低打地电平进而降低该多径零深深度.仿真结果表明，当四单元馈电相差为20°、25°、30°时，在1.35 GHz、1.55 GHz 方向图零深增益在0 dBi 左右，1.75 GHz 方向图零深处增益在1 dBi 左右.相比于同相馈电，四单元馈电相差为20°、25°、30°时可以有效抑制由y轴长地板引起的多径零深.

图8 不同馈电相位差下高增益天线俯仰面垂直极化增益方向图(φ=0°)Fig.8 The pitch gain pattern of the high gain antenna with different feeding phase differences for φ=0°

如图8所示，当φ=0°时俯仰面方向图没有零深，这是由于x轴方向上地板尺寸较短，多径影响较弱.为了进一步观察多径对方向图的影响，θ=75°时方位面方向图如图9 所示.从仿真结果可以看出方位面方向图在φ=90°、270°方向上有明显的凹陷，这是由于y轴方向狭长地板的多径效应引起的.

图9 不同馈电相位差下高增益天线水平面垂直极化增益方向图(θ=75°)Fig.9 The azimuth gain pattern of the high gain antenna with different feeding phase differences for θ=75°

从图7～9 还可以看出，相比于四单元同相馈电，当馈电相差为20°、25°、30°时，天线的波束指向均产生了一定的上扬，使得俯仰面波束打地电平变小，进而有效抑制了俯仰面方向图的零深，使方位面方向图在φ=90°、270°方向上的凹陷得到了一定的改善.

根据相控阵原理，等间距阵列波束指向计算公式为

式中：λ为天线工作波长；d为阵元间距，本文中四单元间距d=56 mm.四单元相位差通过馈线长度来控制，高增益天线设计时以中心频率1.55 GHz 为基准，选取四单元馈电相位差为25°，通过仿真分析得到阵元B、C、D 相对阵元A 的相位差 Δφ如图10 所示，计算得到不同频点波束指向结果如表1 所示.结合图10和表1 可以看出，虽然B、C、D 阵元相对阵元A 的相位差随频率的增加成线性增长，但可将频带内理论的波束指向角恒定在14°左右，与仿真结果相符.

图10 不同频率下阵元相位差Fig.10 The phase difference of the array elements at different frequencies

表1 不同频点波束指向理论和仿真结果Tab.1 Theoretical analysis and simulation results of beamsteering

通过以上的理论和仿真结果可知，改变波束指向使其具有一定的上扬角度，可使俯仰面波束打地电平变小，从而有效抑制天线由于多径效应在俯仰面方向图产生的零深.

2 实测数据

从仿真分析结果可知，当四单元馈电相差为20°、25°、30°时可以有效抑制由y轴长地板引起的多径零深.高增益天线设计时选取四单元馈电相位差为25°，天线实物如图11 所示，高增益天线暗室方向图测试结果与仿真结果如图12～14 所示.

图11 高增益天线实物图Fig.11 The picture of high gain antenna

图12 高增益天线俯仰面垂直极化增益方向图仿真与实测结果(φ=90°)Fig.12 The pitch gain pattern of the high gain antenna for φ=90°: simulation and measurement

从图12 可以看出：在1.35 GHz、1.55 GHz 频点上高增益天线增益实测在俯仰75°方向附近存在多径凹陷，而仿真结果在65°方向附近；天线增益方向图期望覆盖区域实测与仿真结果基本吻合.天线俯仰面实测增益在方位90°俯仰70°附近有一个增益谷值，1.35 GHz、1.55 GHz频点增益谷值在0.5 dBi 左右，1.75 GHz 频点增益没有谷值.

从图13 可以看出，φ=0°的俯仰面上仿真结果与实测结果峰、谷值吻合较好.

图13 高增益天线俯仰面垂直极化增益方向图仿真与实测结果 (φ=0°)Fig.13 The pitch gain pattern of the high gain antenna for φ=0°: simulation and measurement

从图14 可以看出，待测天线增益在 θ=75°时天线测试增益结果与仿真结果趋势吻合较好.

图14 高增益天线水平面垂直极化增益方向图仿真与实测结果(θ=75°)Fig.14 The azimuth gain pattern of the high gain antenna for θ=75°: simulation and measurement

3 结论

本文提出一种能够抑制异形地板多径效应影响L 波段全向高增益垂直极化机载通信天线，利用双射线法分析了天线方向图在俯仰面上产生零深的原因，并通过调整各个阵元馈电相位，进而调整天线俯仰面主波束指向使其适当上翘，降低天线俯仰波束的打地电平，抑制天线载体反射多径的影响，这种方式能够较好地抑制由地面反射多径造成的俯仰面方向图零深.通过理论分析及电磁仿真计算，确定了天线的最优结构和单元馈电相位差，并进行了实物加工和测量.实测结果表明，在L 频段内，四单元相位差为25°时能够有效抑制由y轴长地板引起的多径零深，实测结果与仿真结果吻合较好，为安装于异形地板上的高增益天线阵提供了一种抑制多径影响的方案.