一种适用于波束扫描的宽带低剖面介质谐振器天线

崔伦雪 范鑫 余洋 杨汶汶 陈建新

（南通大学信息科学技术学院,南通 226019）

引言

大规模多输入多输出(multiple-input multipleoutput,MIMO)波束扫描技术作为5G 的关键技术之一，能够提供更高的天线阵列增益、更好的信号覆盖和更优的频谱效率[1].波束扫描的性能在很大程度上取决于阵列波束的扫描范围[2-3].为了避免栅瓣影响阵列波束扫描角度，用于波束扫描的天线阵列应具有紧凑的阵元间距，一般不超过半个波长(0.5λ0)[4].

介质谐振器天线(dielectric resonator antenna,DRA)因其损耗低、成本低和设计灵活性高等固有优势而受到广泛关注[5-6].近年来，为解决传统DRA 体积大和增益低等问题，出现了新颖的低剖面DRA 设计，如介质贴片天线[7-8]和平面介质天线[9]等.然而，由于采用高介电常数的介质材料来实现低剖面天线，这类天线的辐射Q 值通常较高，导致阻抗带宽受限(小于5%)[8-9].目前，学术界提出了多种技术来提升低剖面DRA 的工作带宽.文献[10]通过将DRA 的基模与馈电缝隙的模式巧妙结合，获得了10.5%的阻抗宽带.文献[11]通过扩大DRA 的宽高比，大幅增加贴片平面尺寸，将高次模下移与基模合并以提高带宽.文献[12]通过增加寄生单元，提升DRA 的带宽.文献[13]通过添加高反射频率选择性表面(frequency selective surface,FSS)底板，获得宽的工作频带.然而，这些带宽增强设计往往都以增大天线的平面尺寸(＞0.5λ0×0.5λ0)为代价，导致其在阵列应用时难以满足半波长阵元间距，因而不适合波束扫描应用.

本文提出了一种具有小平面尺寸的宽带低剖面DRA 的设计方法.设计思想基于介质贴片谐振器的基模TE111和高次模TE131这两种工作模式的场分布，即在贴片边缘部分存在基模场强较弱而高次模场强较强的显著区别.本设计巧妙地利用了该区域的模式场强区别，在不扩大DRA 平面尺寸的条件下，通过略微增加该区域的介质高度，使得高次模谐振频率受到显著影响并向下移动，而对基模TE111谐振频率影响相对较小，两者被合并至同一通带内从而获得展宽的工作带宽.本设计提出的线极化(linearly polarized,LP)实物案例测试结果表明该天线具有18.5%的-10 dB 阻抗带宽以及7.3 dBi 的最大增益，该天线的三维尺寸为0.35λ0×0.35λ0×0.08λ0，不仅满足无线设备小型化和轻薄化的发展需求，其拓展的阵列设计还可以很好地适用于5G 波束扫描应用.同时，本文提出的设计理念具有很好的拓展性，可进一步应用于圆极化(circularly polarized,CP)天线设计.

1 天线结构及理论分析

1.1 天线结构

本文所设计的宽带低剖面DRA 结构如图1所示.该天线采用缝隙耦合馈电方式，顶部为高介电常数介质贴片，中间为低介电常数支撑基板(基板2)，底部为缝隙馈电结构(基板1).顶部贴片的边长a=19 mm，中间部分的高度h3=1.2 mm，边缘部分的宽度w=2.5 mm，边缘部分增加的高度h4=1 mm；基板2 的高度h2=1.5 mm；基板1 的高度h1=0.8 mm；其上表面是刻蚀有缝隙的金属地，缝隙的长度lc=7 mm，宽度wc=2.9 mm；下表面印刷有一根金属微带线，微带线宽度wf=2.6 mm.微带线穿过缝隙中心并与之正交，一端延长至电路板的边缘以方便焊接SMA 接头，另一端是用于调整天线阻抗匹配的开路枝节，枝节的长度lf=1.8 mm.

图1 DRA 结构图Fig.1 Configuration of the DRA

在本设计中，基板1 和基板2 所选用的材料均为Rogers 4003C 层压板(εr1=3.55,tan δ=0.002 7)，顶部的贴片采用高介电常数εr2=45 的陶瓷材料制成.基板采用多层印刷电路板(printed circuit board,PCB)工艺制造，而陶瓷介质贴片通过胶水粘结在基板2 上表面.利用ANSYS HFSS 软件对天线进行仿真和优化.

1.2 理论分析及设计步骤

图2 给出了介质贴片谐振器在两个谐振频率上的电场分布俯视图.可以看出，该DRA 的两个谐振频率分别由基模TE111和高次模TE131两种工作模式产生.通过观察可知，基模TE111中贴片边缘部分区域的电场强度较弱，高次模TE131中该区域的电场强度相对要强得多.因此，可以预测，改变这一区域的介质贴片高度对高次模谐振频率的影响要比对基模谐振频率的影响大很多.实际上，只要略微增加贴片该区域的高度，高次模TE131的谐振频率就可以被迅速下拉并与基模TE111的谐振频率靠近合并，从而在不增大介质贴片平面尺寸的条件下获得宽带工作效果.

图2 介质贴片谐振器的电场分布图Fig.2 Electric field distribution of the dielectric patch resonator

如图3 所示，基于上述分析，本天线的设计步骤可以简单地总结如下：

1)天线元件的中心频率设定为f0=5.5 GHz；为满足波束扫描应用，介质贴片平面尺寸设定为0.35λ0×0.35λ0.首先，考虑基模TE111谐振于中心频率f0，通过介质波导模型(dielectric waveguide model,DWM)方法[14]，利用MATLAB 编程计算介质贴片的初始高度h3.图3(a)给出了该步骤的仿真结果，可以看出，基模谐振于中心频率5.5 GHz 处，而高次模谐振于7.5 GHz附近.

图3 DRA 设计步骤仿真结果Fig.3 Design steps and simulation results of the DRA

2)根据本文设计思想，调整贴片边缘区域的高度(h4)和宽度(w)，使得高次模迅速向基模靠拢合并.图3(b)和(c)给出了该步骤的仿真结果，可以看出，固定w为最终值逐渐增大h4，或固定h4为最终值逐渐增大w，都可以使得高次模TE131的谐振频率迅速向低频移动，而基模TE111的谐振频率受影响较小，仅缓慢向低频移动.综上所述，通过调整贴片边缘区域的高度和宽度可以使得高次模迅速向基模靠拢合并从而达到拓宽天线阻抗带宽的设计目的.

3)进行阻抗匹配并优化整体模型以获得最优结果.图3(d)为改变匹配枝节长度lf的仿真结果，可以看出，通过调整lf的长度可以优化天线的阻抗匹配.进一步地，通过HFSS 软件自带的优化算法可对天线进行整体优化，以获得最优性能.

1.3 仿真与测试结果

为验证上述设计思想，本文设计了一款天线样品并进行加工和测试.图4 为天线实物的俯视图与侧视图.图5 给出了该天线的反射系数和增益的仿真及测试结果.可以看出：该天线满足|S11|＜–10 dB的阻抗带宽为18.5%(5.02～6.04 GHz)；在工作频带内，测试增益为6.8～7.3 dBi.图6 分别给出了天线在5.2 GHz 和5.8 GHz 处H 面和E 面辐射方向图的仿真和测试值.可以看出，该天线具有稳定、对称的辐射特性，前后比和交叉极化比分别大于14 dB 和25 dB.实测结果与仿真结果吻合较好，它们之间的细微差异主要是由制造公差和SMA 接头的影响造成.

图4 DRA 的实物图Fig.4 Photograph of the DRA

图5 DRA 反射系数和增益的仿真及测试结果Fig.5 Simulated and measured reflection coefficients and gains of the DRA

图6 DRA 方向图的仿真及测试结果Fig.6 Simulated and measured radiation patterns of the DRA

表1 给出了本文设计的天线与几款最先进的宽带低剖面DRA 的性能对比.与文献[10-12,15-16]中天线相比，本文所设计的天线具有更宽的带宽和更小的平面尺寸，适合应用于波束扫描天线阵列.文献[11]中的天线虽然具有较高的增益和较宽的带宽，但其平面尺寸较大，不适合应用于波束扫描天线阵列.

表1 本文设计天线与几款相关设计的性能对比Tab.1 Performance comparisons with reported works

1.4 天线阵列波束扫描性能分析

为了展示本文提出的宽带低剖面天线可以适用于波束扫描天线阵列，本节构建一种沿y轴线性排布的1×5 DRA 阵列，并利用波束扫描机理[17]进行仿真分析.图7 所示为该阵列的结构，在该线阵列天线设计中，阵元间距设为d=0.5λ0(λ0为中心频率处的空气中波长)，即d=28 mm.

图7 1×5 DRA 阵列全波仿真模型Fig.7 Configuration of the 1×5 linear polarized DRA array

在软件HFSS 中通过改变各相邻阵元间的馈电相位差并进行全波仿真，可以观测该阵列天线的二维波束扫描性能，结果如图8 所示.图8(a)中，5.2 GHz 时各相邻阵元间的馈电相位差分别设置为0°、46.6°、89.4°和 125.3°时，可分别实现阵列辐射扫描角度 为θ=0°、15°、30° 和45°.同理，图8(b)中，5.8 GHz 时各相邻阵元间的馈电相位差分别设置为0°、51.3°、99.7°和 140°时，可分别实现阵列辐射扫描角度为θ=0°、15°、30° 和45°.5.2 GHz 时主瓣与旁瓣的增益差值，在0°时最大，为13.14 dB；在±45°时最小，为12.78 dB.5.8 GHz 时该差值在0°时最大，为13.17 dB；在±45°时最小，为12.45 dB.总体而言，主瓣增益变化在1 dB以内，主瓣增益与旁瓣增益差值几乎都优于10 dB.由此可见，本文所提出的天线适用于波束扫描阵列，基于该天线构建的1×5 DRA 阵列具有良好的±45°波束扫描性能.

图8 1×5 DRA 阵列的全波仿真二维波束扫描图Fig.8 Simulated 2D beam steering patterns of the 1×5 DRA array

2 CP 天线拓展设计

2.1 CP 天线设计

CP 天线在卫星、雷达、全球定位系统等领域的应用越来越广泛.与LP 天线相比，CP 天线在方向上接收、发送电磁波信号更灵活，可以有效消除多径干扰，消除极化不匹配所带来的不便[18-19].本文所提出的技术具有很好的拓展性，可以进一步应用于CP 天线设计.

前文提出的LP DRA 设计可方便地拓展为CP DRA 设计.图9 展示了CP 拓展设计的结构图.可以发现，顶层贴片中高度增加的区域已从LP 中的两侧边缘变化为贴片的所有边缘.这是因为在CP DRA中，高次模TE131沿正交方向所对应的简并模也须通过增加介质高度来获得向基模靠拢合并的效果.本文中的CP DRA 采用了具有不等长臂的交叉缝隙进行激励，长臂的长度l1=14 mm、宽度w1=2 mm；短臂的长度l2=6.6 mm、宽度w2=1.5 mm.基底1 下表面印刷的金属微带线的宽度wff=1.8 mm.本CP 设计的其余参数均与LP 设计保持一致.CP 天线的尺寸仍为0.35λ0×0.35λ0×0.08λ0.

图9 拓展的CP DRA 结构图Fig.9 Configuration of the circularly polarized DRA

本设计还通过在介质贴片下侧对角区域镀银引入微扰来进一步调谐介质谐振器正交简并模的幅度和相位[20]，使得简并模更好地分离，从而改善CP 性能，微扰的边长最终设置为a2=2 mm.图10 给出了无微扰和有微扰两种情况下TE111简并模的场分布情况.可以看出，没有微扰时，模式场在t=0 时刻幅度分布有些扭曲，而在t=T/4 时刻电场方向并未完全旋转至正交方向，即简并模此时并未获得理想的幅度相等、相位相差90°的CP 辐射条件.加入微扰后，t=0时刻电场幅度分布扭曲现象得到好转，而在t=T/4 时刻电场方向较好地旋转至正交方向.由此可知，加入微扰元素，可以调谐介质谐振器的正交简并模的幅度和相位，使得简并模更好地满足CP 辐射条件.

图10 5.2 GHz 处TE111 简并模电场分布图Fig.10 E-field distribution of TE111 mode at 5.2 GHz

2.2 仿真结果

CP DRA 的反射系数的仿真结果如图11(a)所示，满足|S11|＜–10 dB 的阻抗带宽为11%，覆盖5.18～5.82 GHz.天线的轴比(axial ratio,AR)与增益仿真结果如图11(b)所示，3 dB AR 带宽为9.1%，覆盖5.25～5.75 GHz，完全落入阻抗带宽内.在5.65 GHz 时，天线达到峰值增益为7.4 dBi.图12 分别给出了天线在5.35 GHz 和5.65 GHz 处的辐射方向图.可以看出，本天线在3 dB 波束宽度内交叉极化低于–17 dB 而前后比优于14 dB.

图11 拓展的CP DRA 仿真结果Fig.11 Simulated results of the circularly polarized DRA

图12 拓展的CP DRA 方向图仿真结果Fig.12 Simulated radiation patterns of the circularly polarized DRA

3 结论

本文提出了一种具有小型化平面尺寸的宽带低剖面DRA，并研究了其拓展为阵列设计以及CP 设计后的性能.通过观察该天线的基模TE111和高次模TE131两种工作模式的场分布差异，并在高次模场强强而基模场强弱的区域略微增加介质高度，可在不增加天线平面尺寸的条件下将高次模TE131谐振频率下拉与基模TE111的谐振率合并从而展宽天线带宽.相较于现有的低剖面DRA，本设计具有更小的平面尺寸和更宽的带宽.本设计适用于波束扫描技术，所构建的1×5 DRA 阵列具有良好的±45°波束扫描性能.本文的设计思想还可拓展至CP DRA 设计，所提出的CP DRA 同样兼具小型化的平面尺寸和宽带工作能力.