空间电容分压式表面电位探测器输出漂移分析及优化方法

赵振栋，周 颖，陈光锋

(兰州空间技术物理研究所，兰州 730000)

0 引言

在空间环境中，航天器与高能电子和空间等离子体的相互作用而发生静电电荷积累及泄放，航天器外表面会积累电荷，出现表面充放电效应。航天器的充放电是导致航天器异常和故障失效的常见的原因之一[1-6]，据统计，在1973年12月—1989年4月美国卫星异常数据库里GEO轨道发生的2802次异常事件中，充电引起的静电放电触发异常964次，达到了34.4%，因此对航天器的充电水平进行探测显得非常地必要，可为表面充放电研究和工程防护设计提供重要依据[7]。

根据文献报导，国内外已发射的航天器表面电位探测器有电容分压式和振动电容式两种类型[8]。电容分压式表面电位探测载荷应用较多，比如：2003年ISRO卫星中心发射的GSAT-2卫星应用了电容分压式表面充电监测仪载荷[9]，1995年由Bogorad等[10]研制的航天器综合环境监测系统中包含了电容分压式表面充电探测器；国内中科院空间科学与应用研究中心研制的表面电位探测器在神舟系列飞船、某LEO和GEO轨道卫星上都有应用[11-15]。

1 电容分压式表面电位探测原理

电容分压方案可用来测量卫星表面电位，此方案由表面介质材料和标准电容组成。通常，介质材料选用teflon、kapton薄膜、OSR玻璃片，或在金属导电板上喷镀Chemglaze Z306材料。表面介质材料模拟实际暴露于卫星表面的包覆材料，这样才能真实地表征卫星表面充放电效应。充电介质材料表面在空间中受到电子、离子、二次发射电子/离子、背散射电子等在随机方向的撞击引起了粒子束电流，材料表面由于电荷不断累积形成了相对于卫星地的电势体，基本原理示图如图1所示。

图1 表面充电示意图Fig.1 Schematic diagram of surface charging

论文中设计的表面电位探测器由传感器和测量电路两部分组成，如图2所示[16]。串联的两个电容中间电压与表面电位成比例关系，比例系数约为电容比。分压电位作为传感器信号反映了介质材料样品膜表面相对于结构地的电位。

图2 表面电位探测器系统框图Fig.2 System block diagram of surface potential detector

2 测量漂移情况及原因

实际测试发现，电容分压式表面电位探测器在长期工作时，会出现输出漂移的现象，而且漂移量过大以致于无法表征空间航天器表面电位。本节通过电容分压的测量原理详细分析产生这种漂移的原因。

2.1 电容分压网络模型

电容分压式表面电位测量方法，一般需要高阻输入，否则感应电荷很快通过输入电阻泄放到地，导致输出电压不能正确表征Vs。

等效的微分电容分压网络模型如图3所示，图中Cs表示介质材料样品膜外表面和内表面耦合形成等效电容；C1表示低压臂电容；Vs表示被测表面电位，Vout1为分压网络测量输出电压。

图3 微分电容分压网络基本模型Fig.3 Basic model of differential capacitance voltage dividing network

根据流过Cs的电流等于C1与电阻Ri电流之和，则有

(1)

对式(1)积分运算，得到

(2)

再经过拉普拉斯变换和反变换，得到输出电压Vout1与被测电位Vs之间的时域关系为

(3)

从式(4)时域角度，输出电压Vout1和被测电位Vs存在指数关系，趋于稳定的时间常数τ=Ri(C1+Cs)。短时间内，指数项对输出的影响很小，则输出电压和电位Vs存在线性比例关系：

(4)

式(3)仅用来作为输出电压的趋势变化分析，因为当输入的Vs(t) 始终为正电位时，指数函数大于零，输出Vout1(t) 必然为正，最终衰减趋于零。但实际上以数据模拟和真实电路测试来看，输出会在负电压值趋于稳定。所以在数据模拟仿真和实际产品测试应用时依然采用式(2)。

2.2 输入偏置电流及漏电流的影响

前置运放的输入偏置电流是影响输出漂移的关键因素，由于分压网络直接输入到运放同相端时，运放输入端没有直接到地的输入偏置，并且Vs为负电位，电路工作时输入偏置电流会向分压电容方向回流。这必然会在分压电容处电压不断累积，导致输出漂移。另外，漏电流也是影响静电电位测量的重要因素，漏电流形成的原因非常复杂，主要包括：传感器到结构地的漏电流，分压电容的漏电流，输入线路到地的漏电流，运放输入端的静电压相对电源和地的漏电流，继电器触电与线包之间的漏电流，等等。漏电流会持续地将感应电荷向地泄漏，导致输出漂移。

综上，输入偏置电流和各种漏电流的模型如图4所示。图4中，Ik1：传感器到地漏电流；Ic1：分压电容C1漏电流；Ik2：继电器漏电流；Ik3：输入线路的漏电流；Ik4：运放输入端到电源的漏电流；Ib：输入偏置电流；Ri：运放输入电阻；Ck4：运放输入端到电源的寄生电容(相对C1非常小)。

将多种电荷泄漏通道阻抗综合等效为Rk，并将漏电流和输入偏置电流综合可等效为Ib，等效模型如图5所示。

按照图4、图5所示，考虑输入偏置电流和漏电流的等效模型，推导出探测器输出与输入电压关系为：

图4 输入偏置电流和漏电流模型示图Fig.4 Model diagram of input bias current and leakage current

图5 探测器测量电路等效模型Fig.5 Equivalent model of detector measuring circuit

(5)

式中，第一项是理想的分压比，也是最终期望得到的关系式。所以可对第二项关系式进行补偿。因为本方案属于静电感应测量，感应电荷随着衰减而流失，输出电压不可逆，所以从电路方面无法时间补偿，只能通过标定的方式将补偿项标定出来，进行数据补偿。

2.3 温度对输出漂移的影响分析

温度可能会影响传感器耦合电容和漏电流的变化，进而引起漂移。如果使用聚酰亚胺作为充电介质材料，根据热膨胀特性，一般聚酰亚胺材料的热膨胀系数为2×10-5℃～3×10-5℃，即60℃的工作温度变化量引起的热膨胀应变为120×10-5～180×10-5，应变量微小，相对传感器材料尺寸可忽略，所以分析温度对传感器电容引起的变化也可忽略不计。

漏电流也会随温度升高而增大，变化规律可通过实验定标方式获取，在-20℃～40℃温度范围内在等分度温度点处进行补偿线性系数的标定，将标定曲线以温度为自变量进行拟合，用于最终在数据分析时补偿处理。

2.4 数值模拟仿真

对式(5)进行数值模拟仿真，模拟输入电压Vs为周期性锯齿波，0～500V，上升时间30s，下降时间970s，平静时间2500s，总周期3500s；Cs=50pF，C1=5nF，电容比100∶1；取Ib=100fA。综合考虑分压网络和输入偏置电流及其漏电流对输出电压的影响，输出仿真结果如图6所示。

图6 输出漂移数值模拟Fig.6 Data simulation of output drift

结果表明：输入输出按线性趋势变化；与分压网络指数变化相比，Ib带来的漂移比指数变化漂移更大，所以输出漂移为负向线性漂移。另外，Ib随温度而变化，表示为Ib(T)，温度越高，Ib越大，导致测量输出漂移速率越快。输入偏置电流和漏电流是电容分压方式测量电位电路固有存在的，不可完全消除，只能尽可能降低。

从图6(b)仿真结果看，Vout积分项趋于稳定的时间约为10000s，从趋于稳定时刻到仿真时间50000s时刻趋于稳定的电压衰减Vout1≈0.5V。而在稳定时间50000s时刻，等效漏电流项引起的电压衰减量Vout2≈1.1V，漂移率0.079V/h。对比得到，Vout积分项带给输出的漂移量小于漏电流带来的影响。按照计算的漂移率，漂到-10V时，需要大约126h。

如果Ib更大，假设为1pA，仿真结果如图6(c)所示。稳定后同等时间下，输出电压积分项带来的衰减Vout1≈0.5V不变，而等效漏电流项引起的电压衰减量Vout2≈6V，对比可得等效漏电流项引起的电压衰减量远大于输出电压积分项带来衰减。所以当在时间R(C1+C2)后，Vout为线性输出，于是等价的线性表达式为：

(6)

(7)

3 优化方法与结果

3.1 增加偏置回路和增大输入阻抗

为了解决电路工作时输入偏置电流会向分压电容方向回流，需要有到地的偏置线路，可以去除输入偏置电流在分压电容上连续积分。有两种电路设计方法：一是采用MOSFET作为前置运放的输入级，二是高阻输入接地。

方法1：正反馈自举电路增大输入阻抗。在测量前置运放输入端偏置到地的高阻值电阻，而一般可选用的大电阻为GΩ量级，较难满足要求。论文中采用改进的正反馈跟随器作为前置放大电路，如图7(a)所示。假设输入端电阻分别为R，则改进的跟随电路输入电阻，高出几个数量级。通过设计这种跟随电路，不仅可以让分压电容输入端具有偏置到地的通路，而且具有很高的输入电阻。

方法2：MOSFET作为输入级元件。分压线路处需要高阻特性，并且充电电位为负值，场效应管的栅-源之间电阻很高，所以综合选用耗尽型场效应管BSS159N作为前置运放的输入级，电路形式如图7(b)所示，BSS159N的夹断电压最小可到-3.2V，为了保证MOSFET工作在线性放大区，经静态工作点计算R2必须位于0～38.5Ω。

图7 两种改进电路Fig.7 Two improved circuits

3.2 增大指数项时间常数

根据上述分压网络模型的分析，输出电压随指数变化，但最终随时间逐渐趋于稳定，稳定时间常数。增大时间常数可降低漂移速率，设计中采用高输入阻抗的前放跟随电路，增大传感器等效电容来实现。

3.3 数据校正

电路长期工作时，Ib带来的线性漂移远大于电压的指数变化漂移。通过标定的方式对式(7)进行补偿。设置模拟信号源锯齿波周期为10s，0～0.2V电压，电容比是1∶1，测试24h。单周期输出0～0.1V，符合分压比关系。将拟合得到的线性关系式作为后期遥测数据的补偿项，通过数据补偿可得到图8结果，Vout1为补偿后输出电压，Vs为反算后的被测表面电位。通过数据补偿，反算得到Vs约10V，结果能比较稳定地表征真实表面电位。

图8 补偿后数据拟合Fig.8 Data fitting after compensation

3.4 电荷清零

电路在长时间工作时，漂移会越来越大，会造成输出电压满偏，所以测量电路判断输出电压高于设定的满偏阈值时，通过软件发送指令将分压电容处的静电荷清零，并将清零时刻前的输出电压作为新的初始电压，存入寄存器中，用于后期数据处理。

此外，电容分压的表面电位监测探头是静电荷测量，传感器电容和分压电容上会受到运放测量电路供电和外界环境因素的干扰，这会引起表面电位探测器测量输出的初值电压会出现零偏。所以在加电测量前的初始状态，通过电荷清零的方法进行零点校准。

3.5 印制电路板设计

主要包括电磁干扰屏蔽、印制板良好绝缘等方面进行设计。避免印制板介质引入的漏电流，将分压电容和运放输入端等信号输入路径包围隔离的等势区，并且将绿油阻焊层开窗，裸露印制板基材。

4 产品测试

通过高压电源模拟kapton膜表面充电电位，用来辅助电路调试，以下分别施加不同的模拟源进行测试。

测试1：信号源锯齿波周期T=2000s，电压范围0～10V；电路系数比β=100，测试时间40.786h。2000s的上升时间基本能模拟介质材料充电上升时间，地测设备采集的输出电压结果如图9(a)所示，趋于稳定的时间约为16200s。

测试2：施加恒定电压Vs=100V；电路系数比β=100，测试时间53.528h，地测设备采集的输出电压结果如图9(b)所示，趋于稳定的时间约为19440s。

图9 产品测试结果Fig.9 Product test results

5 结论

通过对航天器用电容分压式表面电位探测器长期工作时的漂移现象进行理论分析，提出了多种优化方法，并通过测试验证分析得出结论：

1)两种优化电路都能实现输入偏置到地，但存在优劣。采用场效应管BSS159N的电路输出电压漂移速率较正反馈自举电路更快，说明BSS159N的栅源极之间的绝缘电阻并不如理想的极高阻，相比正反馈跟随器输入电阻要低。耗尽型MOSFET作为输入级的运放由于漏极电流大，产品功耗较大。

2)虽然优化电路可以减缓漂移的速率，但是不能改变漂移的总体趋势，所以电容分压式表面电位探测器如果长期在轨工作时漂移较大，难以满足航天器长寿命表面充电探测的载荷，仅可用于航天器瞬时或短时间内表面电位的测量。

3)如果想实现航天器的长寿命表面充电探测，可通过在轨或地面进行时漂补偿处理后得到的数据才能作为航天器表面电位的真实有效数据。