基于电阻网络修调的高精度基准源

胥 权，赵 新，龚 敏，高 博，Maureen Willis

（四川大学物理学院微电子系微电子技术四川省重点实验室，成都 610064）

1 引言

随着工艺尺寸的缩小，越来越多的A/D、D/A 转化器芯片选择在片上集成基准源电路，追求高精度的集成电路系统对于基准源的温度系数有着较高的要求。实际芯片制造过程中，基准电压受工艺影响存在实际误差。传统的带隙基准源一般仅对三极管基极-发射极电压VBE进行一阶温度系数补偿，而不去考虑其中包含的温度高阶非线性项，因此温度系数仅能达到20×10－6/℃～100×10－6/℃，难以满足高精度系统对基准源的要求[1]。对此，有研究报道提出了高阶非线性温度补偿技术。常用的高阶温度补偿技术有指数曲率补偿、分段式温度补偿[2-3]、电阻比例补偿以及VBE线性化补偿等[4]，通过补偿可实现3×10－6/℃～6×10－6/℃的温度系数。

芯片制作并完成封装后，由于设备精度以及实验准确性的问题，实际器件参数与设计电路中器件参数存在差异，难以通过理论分析进行修调。例如芯片实际制造过程中电阻阻值存在10%～30%的偏差，电阻间失配为0.1%～1%[5]，此外电阻阻值还受温度的影响。通过实验测量进行摸索性测试，只能在温度范围内进行重复实验，耗费大量时间和成本。因此修调电路被大量应用于处理设计指标与实际参数间的误差。

本文设计的带隙基准源通过高阶补偿电路使温度漂移系数达到2.98×10－6/℃。为了实现片上重设基准源输出电压的精度，引入了数字修调技术进行调控。通过设计基于电阻网络的修调电路，实现了一个输出电压可调整的基准源。

2 带隙基准源的设计

2.1 基本原理

在带隙基准源中，三极管的VBE具有负温度系数，热电压VT具有正温度系数。通过对二者进行加权计算，可以得到不受温度影响的基准电压[6]。

传统的Neuteboom 基准源如图1 所示[7]。图1 中VCC代表电源电压，Q1、Q2、Q3为PNP 型三极管，AMP为运算放大器，“+”为其正向输入端，“－”则为其反向输入端，R1、R2为所用电阻，M1、M2、M3为PMOS 构成的电流镜，VREF为基准源的输出电压，流经R1的电流为正温度系数电流IPTAT。

图1 传统Neuteboom 基准源

温度系数利用PNP 型三极管的电流与温度的相关性产生。基准源的输出电压为：

式中VBE(Q3)为Q3的基极发射极电压，ΔVBE为正温度系数电压差，m1,2为Q1、Q2的发射极面积之比，n1,2为Q1、Q2的三极管并联个数之比。通过调节R2/R1的值，对三极管的VBE一阶温度系数进行补偿，从而得到与温度变化无关的VREF。

2.2 改进的带隙基准源电路设计

对于正向工作的三极管，TSIVID 对VBE的温度特性做了详细的研究[8]，给出了VBE的解析形式：

式中VG0是温度在0 K 时硅半导体材料的带隙电压，约为1.205 V；T为温度变量；Tr是参考温度；η 是硅迁移率的温度依赖性常数，由工艺决定，其值为3.6～4；α是三极管集电极电流IC与温度的关系常数（IC∝Tα），当三极管集电极电流与温度成正比时，α=1，当三极管集电极电流与温度无关时，α=0。

由于VTlnT为温度非线性项，通过对VBE的计算分析，仅进行传统一阶温度系数补偿的基准源无法消除其中的高阶非线性项TlnT，即基准源输出电压还存在一定的温度相关性。为了满足基准源输出电压对于温度系数的高精度设计要求，本文采用温度敏感电阻R1实现电路的高阶温度补偿。

电源电压为5 V 的条件下，本文设计的基准源主体电路如图2 所示，包括运算放大器、温度补偿电路、共源共栅电流镜以及PNP 型三极管。IINT为流入的补偿电流，IPTAT(NEW)为该电路结构下的正温度系数电流，IC(Q4)为Q4的集电极电流，ΔVBE(INT)为该电路结构下的正温度系数电压差，VP1、VP2、VP3为PMOS 的栅极输入电压，PMOS 管P1、P2、P3、P4构成电流镜M1，M为构成电流镜M1的MOS 管宽长比，NMOS 管N1、N2构成电流镜M2。电流镜M2接入的电阻R1为多晶硅电阻，电阻R1支路提供温度补偿电流，并引入到Q3、Q4支路进行温度补偿。

图2 带温度补偿基准源的主体电路

一阶温度系数补偿采用三极管的VBE与ΔVBE以合适的系数加权实现。高阶温度系数补偿通过温敏电阻R1的引入实现。采用电流镜将温敏电阻产生的补偿电流引入到基准源中的三极管发射极中，对电流镜的比例进行调整实现引入补偿电流大小的改变，从而改变PNP 的VBE温度系数。

为了减小阻值受工艺误差和环境温度影响而带来的不匹配，设计中令R2与R3的阻值一致，并通过版图布局减小电阻间的失配，有助于提高实际应用中的精度。

R1的温度系数Tfac如下：

对R1的Tfac进行温度求导得到

式中Ptc1与Ptc2是电阻R1的器件参数，由工艺决定，是与温度无关的系数，Tfac包含温度的正相关二次项。

通过上述分析，流经R1的电流会由于R1的正温度系数产生一个高阶温度补偿电流IINT，IINT同时也是流经N1的电流。

式中μn为NMOS 的载流子迁移率，Cox为单位栅氧电容，w、l为N1的宽、长，VG(N1)为N1的栅极输入电压，VTHN为NMOS 的阈值电压，KN为1/2μnCox(w/l)。

对IINT进行温度求导，只考虑R1带来的温度系数变化，得到：

式（8）的分母大于0，可以看出当∂Tfac/∂T＞0，即高温情况下，IINT与T负相关。

三极管的VBE与偏置电流的关系如下：

因此在引入补偿电流IINT之后得到：

式中VBE(INTQ4)为Q4新的基极-发射极电压，β 为PNP 的直流放大倍数，m3,4为Q3、Q4的发射极面积之比，n3,4为Q3、Q4的三极管并联个数之比，IE为PNP 的发射极电流，IS为反向饱和电流。

由图2 可见，通过电流镜M1将IINT引入到Q3的偏置电流中，使得VBE(Q3)受R1温度系数影响。同时，在电路结构中Q3与Q4的发射极并联，由于未并联前VBE(Q3)、VBE(Q4)大小不同，因此MIINT+IC(Q4)会按照Q3、Q4的面积进行分配。此时流入Q4发射极的电流带有一定的负温度系数，VBE(Q4)得到补偿。

在三极管Q1(Q2)与Q3(Q4)的发射极面积之比为1∶4、Q1(Q2)与Q3(Q4)的并联个数之比为1∶8 的情况下，调整M，对应的电流比为IE(Q1)∶IE(Q2)∶IE(Q5)=2∶4∶1，IE(Q1)、IE(Q2)、IE(Q5)分别代表流入Q1、Q2、Q5发射极的电流。此时得到补偿后的正温度系数电流为：

补偿后的输出基准电压VREF(NEW)为：

因为IINT在高温下与温度负相关，VTln (T/Tr)与VTln[MIINT/IC(Q4)]在高温下进行耦合，从而实现了VREF受R1温度系数补偿的高精度基准源输出。

3 修调电路设计

为了在实际应用中对外界因素的影响进行调控，本文在负反馈的运算放大器中引入修调电路，通过改变动态电阻网络的阻值范围，实现对基准源输出电压的微调。修调电路中包含运算放大器以及动态电阻网络，电阻网络控制信号由外部输入，修调电路如图3 所示。

图3 修调电路

图3（a）中，Vx和Vy为节点电压，RT1、RT2、RT3、RT4、RT5为修调电路所用电阻，VOUT为电路输出电压。图3（b）中，A1～A6和A1N～A6N为输入数字信号，AXN为AX经过反向器后的输出，R1A～R64A阻值均为单位电阻R，MOS 管支路两端分别接到电阻网络与放大器输入端，放大器输入端电压在图3 中等效为VREF。在输入信号时仅有一条MOS 管支路选通到VREF，其余MOS 管支路未完全导通，从而将电阻网络64R分隔为RT3和RT2。利用运放的闭环增益对VOUT进行调整，VOUT与地之间的总电阻RTOT为：

式中RT2和RT3为电阻网络调控的可变电阻，RT2+RT3为64R。

利用戴维南等效定理计算Vx和Vy：

利用放大器两端虚短虚断原理计算VOUT：

式中K表示电阻网络对基准源输出电压的修调系数，RT5≫RT4，RT5≫64R，同时RT1=RT5。

输出结果近似为：

通过调节RT2与RT3的阻值实现对基准源电压的微调，通过RT2的最大值与最小值确定K的动态范围，其中KMIN和KMAX分别为K的最小值与最大值。

外部输入信号通过熔丝可进行校准。外部输入信号通过熔丝进行一次性编程，依据熔丝熔断与否可输出数字逻辑高低电平，从而实现对电阻网络的逻辑信号输入。

4 仿真结果与分析

本文基于0.18 μm CMOS 工艺设计2.5 V 输出电压基准源电路，完成版图设计，通过Spectre 仿真进行寄生参数提取并完成后仿真验证，电源电压为5 V。温度补偿基准源经过修调电路后输出的温度特性曲线如图4 所示，TT 工艺角条件下，工作温度范围为－40～125 ℃，VREF的变化范围为2.46780～2.46908 V，变化大小仅为1.28 mV，温度系数为2.98×10－6/℃，在27 ℃室温条件下输出基准源电压约为2.467 V，实现高精度的设计要求。

图4 基准源温度特性

在室温27 ℃的仿真条件下，对A1～A6从000000变化到111111 的基准源输出电压进行测试，共有64个数值，其中VREF的均值VREF(average)取VREF(MIN)与VREF(MAX)之和的一半，ΔV为每组数据与VREF(average)的差值。不同工艺角条件下，通过版图后仿真，基于输入信号的变化对应的基准源输出电压变化范围如表1 所示。不同工艺角下，输出电压的动态范围值约为0.1314 V，电压修调步长ΔVREF/STEP约为2 mV，实现了对基准源输出电压的高精度修调，同时可调控的输出电压范围较大。

表1 电阻网络修调后不同工艺角下基准源输出电压

整体电路版图如图5 所示，包含了电阻修调网络、闭环放大器以及基准源主体电路。版图中将PNP 作为单独区域，周围布置Dummy 实现匹配。

图5 整体版图

5 结论

本文设计了一款高精度基准电压源，针对环境以及工艺因素改变对实际片上基准源精度的影响，在电路结构中设计了数字修调电路，参考软件测试数据的输出电压范围，控制电阻网络的开关信号，从而改变动态电阻阻值，对基准源输出电压进行修调，动态范围较宽、梯度较小。提取寄生参数后仿真结果表明基准源温度系数为2.98×10－6/℃，修调电路实现了2 mV步长的输出电压调整，满足高精度的模数转换器对于基准源温度系数的要求。