面向电容式微机械超声换能器器件的32通道收发电路设计与测试∗

陈 谋 何常德 孟亚楠 张斌珍 任勇峰 张文栋

(中北大学 仪器科学与动态测试教育部重点实验室 太原 030051)

0 引言

近年来，基于超声技术的成像系统在医学领域的研究越发深入，而超声换能器的研制则以传统的压电换能器以及基于微机电系统(Microeletromechanical system,MEMS)工艺的电容式微机械超声换能器(Capacitive micromachined ultrasonic transducer,CMUT)为主。相较于压电换能器，CMUT 具有高灵敏度、微型化、宽频带、易于阵列化等优点[1−4]。然而，实现CMUT阵列超声信号的实时收发，仍然是目前CMUT器件测试与研究的一大难点。针对32 阵元的CMUT 阵列，本文设计包含现场可编程门阵列(Field programmable gate array,FPGA)控制电路、脉冲电路以及接收电路的32 通道收发电路来实现CMUT 阵列超声信号的实时发射以及接收。

1 电容式微机械超声换能器(CMUT)

1.1 CMUT器件工作原理

CMUT 阵列是由CMUT 阵元所组成，每个阵元则是由上千个敏感单元组成。CMUT敏感单元结构如图1(a)所示，自上而下结构分别为上电极、硅薄膜、空腔、硅衬底、下电极，其中上下电极构成了平行板电容器[5−6]。当CMUT工作时，需要在上下电极之间加一个直流偏置电压，振膜在静电力的作用下发生形变[7]，如图1(b)所示，此时电场力与振膜的弹性恢复力处于平衡状态。

图1 CMUT 敏感单元结构及直流偏置作用下的结构示意图Fig.1 CMUT sensitive cell structure and structure of CMUT under DC bias

CMUT 有两种工作模式，分别是发射模式和接收模式。图2(a)为发射模式，通过在CMUT 上下电极之间施加直流偏置电压，振膜在静电力与弹性恢复力作用下处于向下拉伸的平衡状态，当施加一定频率的交流电压信号，就会使得薄膜振动发出超声波。图2(b)为接收模式，在直流偏置电压作用的基础上，CMUT 在外界超声波作用下发生机械振荡，电容值发生变化，从而产生微弱的电流信号。CMUT输出电流信号iCMUT可表示为[8]

图2 CMUT 的两种工作模式Fig.2 Two working modes of CMUT

式(1)中：iCMUT为CMUT输出的电流信号，A；VDC为直流偏置电压，V；A为振动薄膜的面积，m2；C(t)为CMUT 的电容值，F；ε0为真空介电常数，F/m；d(t)为空腔厚度变化量，m；∂d(t)/∂t为CMUT 振动薄膜的振动速度，m/s。通过设计跨阻放大电路，可以将微弱电流信号提取出来，实现I/V 信号的转化以及放大。

1.2 CMUT阵列配电方式及参数

CMUT 为两端器件，传统施加激励的方式为CMUT 器件的一端施加交流激励和直流偏置电压，另一端接地，然而交流激励、直流偏置电压以及CMUT器件三者会相互影响，交流激励与直流偏置电压内的噪声会影响接收信号，另外交流与直流相叠加更容易造成器件的损坏。因此，本文设计的收发电路采用CMUT器件一端施加交流激励，另一端施加直流偏置电压的供电方式，同时直流偏置电压端口，通过旁路电容接地，既提高了CMUT 器件灵敏度，也在一定程度上对CMUT 器件进行了保护，还大幅提高了输出信号的信噪比。

测试时使用的两个CMUT器件参数相同，通过polytec 设备对器件的谐振频率进行测试，得到器件的中心频率为3 MHz，工作频带为2～4 MHz，塌陷电压为70 V，工作电压约为40 V。利用E4990A 阻抗分析仪对CMUT器件进行C-V测试，可以得到以下结论：在电压允许范围内，CMUT 器件的动态电容值随着直流偏置电压的增加而快速增加，因此，拟采用20 Vpp的交流信号，配合20 V 的直流偏置电压为CMUT器件提供激励。通过对CMUT 器件非线性机理的研究，双极性方波脉冲信号对CMUT器件的非线性抑制能力最强[9]，通过HSA4101功率放大器设备对CMUT 器件的发射性能进行反复测试，发现利用5 个方波脉冲、53%的占空比对CMUT 器件驱动，所取得的接收信号是最好的。因此，拟设计收发电路，产生20 Vpp、3 MHz、53%占空比的5个方波脉冲，配合20 V 直流偏置电压为CMUT 器件提供发射电信号，接收端采用跨阻放大电路实现CMUT器件输出的微弱电流信号的检测。

2 CMUT阵列收发电路设计

针对CMUT 阵列超声信号实时收发特性，设计基于EP4CE10F17C8N 芯片的FPGA 控制电路，利用FPGA 控制电路实现脉冲电路的实时控制；针对CMUT 阵列超声信号发射特性，设计基于MAX14808 芯片的32 通道脉冲电路为CMUT 阵列提供方波激励，激励CMUT 阵列产生超声信号；针对CMUT 阵列超声信号接收特性，设计基于LTC6269-10 芯片的32 通道跨阻放大电路，实现CMUT 器件输出微弱电流信号的检测放大。32 通道收发电路原理如图3所示。计算机通过FPGA 实时控制脉冲电路，脉冲电路通过HVOUT 端口为32个CMUT 阵元提供32 路方波脉冲信号，同时接收CMUT 器件的回波信号，CMUT 器件的另一端施加20 V 直流偏置电压VDC，来提高CMUT 器件灵敏度，通过100 nF的旁路电容C1接地，滤除直流偏置电压内的噪声，提高输出信号信噪比；CMUT 器件回波信号经MAX14808 芯片内部的T/R 隔离开关，由LVOUT端口传输至跨阻放大电路，在跨阻放大电路内实现电流-电压信号的转化，并在示波器上进行显示。

图3 32 通道收发电路原理图Fig.3 32 channel transceiver circuit schematic diagram

2.1 FPGA控制电路

针对32 通道脉冲信号的实时控制，设计基于Altera 公司EP4CE10F17C8N 芯片的FPGA 控制电路，EP4CE10F17C8N 芯片具有164 个有效I/O引脚，按照1 通道脉冲信号需要2 路差分控制信号以及1 片MAX14808 芯片需要2 路时钟控制信号计算，FPGA 控制电路总计需要72 路有效I/O 引脚，而EP4CE10F17C8N 芯片完全满足设计要求。其中16 路差分控制信号寄存器转换电路(Register transfer lever,RTL)原理图如图4所示。通过Verilog编写硬件语言，利用Modelsim 进行仿真，2 路差分控制信号及时钟信号仿真结果如图5所示。

图4 16 通道差分控制信号RTL 原理图Fig.4 RTL schematic diagram of 16 channel differential control signal

图5 Modelsim 时序仿真结果Fig.5 Modelsim timing simulation results

对于MAX14808 芯片而言，低电平有效，因此当低电平信号来临时，MAX14808 芯片会产生正负极性脉冲信号，从而实现利用FPGA对脉冲电路的控制，并通过修改控制时序代码，可以实现频率、脉冲个数以及占空比的在线调试。

2.2 脉冲电路

针对32阵元的CMUT阵列，设计基于4片MAX 14808 芯片的32 通道脉冲电路[10]。MAX14808 芯片是医学超声成像专用芯片，具有8 个高压输出通道，输出信号的幅值可达±105 V。区别于传统的发射电路芯片，MAX14808 芯片内置T/R 隔离开关，可以实现脉冲信号的限幅，保护下一级电路不受高压信号的损坏，且芯片有发射模式以及发射接收模式，在发射接收模式下，回波信号可以通过LVOUT端输送至下一级电路，实现信号的收发，满足CMUT 器件发射电路的设计要求，同时为发射电路部分与接收电路部分的连接提供了可能。根据MAX14808 芯片手册以及收发电路整体设计思路，设计如图6所示脉冲电路原理图。

图6 脉冲电路原理图Fig.6 Schematic diagram of pulse circuit

FPGA 控制电路通过DINN、DINP 通道输入差分控制信号，对脉冲电路进行控制；脉冲电路通过HVOUT通道与CMUT器件相连接，为其提供方波脉冲信号，同时接收CMUT 回波信号；回波信号经MAX14808 芯片内置的T/R 隔离开关后，通过LVOUT通道与跨阻放大电路相连接。

2.3 跨阻放大电路

与压电换能器不同，CMUT 器件的输出信号为微弱电流信号，针对32 通道微弱电流信号检测特点，设计基于16 片LTC6269-10 芯片的32 通道跨阻放大电路，实现电流-电压信号的转化放大，LTC6269-10芯片是2 通道低噪声跨阻放大芯片，增益带宽积高达4 GHz，基于LTC6269-10 芯片设计的跨阻放大电路，完全满足对3 MHz 的CMUT 器件放大10k 的需求。跨阻放大电路作为典型的电流信号检测电路，其如何与CMUT 器件具体结合使用，是CMUT 器件前端电路设计的重点，而如何实现CMUT器件输出的微弱电流信号的检测放大，并取得良好的输出信号，是跨阻放大电路设计的难点，跨阻放大电路原理图如图7所示。

图7 跨阻放大电路原理图Fig.7 Schematic diagram of transimpedance amplifier circuit

回波信号经LVOUT 端输送至跨阻放大电路，C1电容为隔直电容，可以隔绝支路中存在的直流电压，CMUT器件产生的电流信号iCMUT经过反馈电阻Rf转化放大为输出电压vo，并在示波器上直观显示。图7中Cf为反馈电容，与Rf并联引入新的极点，增加了电路稳定性，防止电路出现自激现象，还可以有效滤除反馈电阻Rf上流经电流产生的热噪声，同时决定了跨阻放大电路的截止频率f0，截止频率f0可表示为

式(2)中：f0为跨阻放大器截止频率，Hz。

除此之外，图7中R1为补偿电阻，保证了运算放大器同相反相输入端的输入电阻相同，从而确保”虚地”理论成立，防止产生失调电压[11]；C2为并联的旁路电容；RL为示波器负载，跨阻放大倍数可表示为

式(3)中：V1为反相输入端节点电压，V。由于“虚地”理论的存在，V1≈0，因此，vo ≈−Rf·iCMUT。

对基于LTC6269-10芯片设计的跨阻放大电路，利用Ltspice 软件进行交流仿真分析，各参数设置如下：C1=10 µF，C2=100 nF，Cf=3 pF，R1=10 kΩ，Rf=10 kΩ，RL=2 kΩ，芯片采用±2.5 V双电源供电，仿真条件及结果如图8所示。

由图8可知，跨阻放大电路增益为80 dB，带宽为5 MHz，根据公式(2)～(3)以及增益计算公式A=20 lgRf计算可得，跨阻放大电路理论增益为80 dB，带宽为4.8 MHz，0.2 MHz 带宽误差在允许范围内，验证了仿真与理论的一致性。

图8 跨阻放大电路交流仿真结果Fig.8 AC simulation results of transimpedance amplifier

3 系统测试与结果分析

3.1 电路板性能测试

对FPGA 控制下的脉冲电路进行性能及一致性测试，为MAX14808芯片提供±10 V的双极性电压，1路脉冲信号测试如图9所示。

由图9可知，脉冲电路的输出幅值为20.3 Vpp，频率为3.946 MHz，占空比为53.09%，脉冲个数为5个，其中幅值、频率、占空比以及脉冲个数与FPGA以及外部直流电源的预设参数存在微小偏差，但误差在CMUT器件驱动条件允许范围内，从而验证了FPGA 控制下的脉冲电路具有良好的驱动CMUT器件的性能。

图9 高压脉冲测试图Fig.9 High-voltage pulse test chart

脉冲信号的幅值作为CMUT 器件的激励条件中影响最大的参数，利用外部直流电源设备，为脉冲电路依次供电±5 V、±7.5 V、±10 V、±12.5 V、±15 V，记录脉冲电路在不同的输入电压控制下的双极性输出电压，5 个双极性脉冲输出电压理论值分别为10 Vpp、15 Vpp、20 Vpp、25 Vpp、30 Vpp。32通道输出电压数据测试结果如表1所示。

表1 32 通道脉冲信号幅值测试结果Table 1 Test results of 32 channel pulse signal amplitude

用于测试的CMUT 器件的最佳工作频率为3 MHz；在同样测试条件下，输出波形最好的占空比参数为53%。利用FPGA 对脉冲电路的频率、占空比进行参数预设，对32 通道脉冲电路产生的频率、占空比进行测试并记录，32 通道脉冲信号频率、占空比数据测试结果如表2所示。

表2 32 通道脉冲信号频率、占空比测试结果Table 2 The results of 32 channel pulse signal frequency and duty cycle

根据表1，对32 通道脉冲电路不同电压级下的输出电压进行绘图，并进行一致性分析，散点分布如图10所示。

由表1及图10可知，理论上10 Vpp、15 Vpp、20 Vpp、25 Vpp、30 Vpp输出电压条件下，实际输出电压最大误差分别为−0.4 Vpp、−0.4 Vpp、±0.3 Vpp、0.4 Vpp、±0.2 Vpp，利用统计学中线性拟合方式对散点一致性进行分析，其残差平方和分别为0.91875、0.91969、0.91862、0.98875、0.475。由此可知，32通道脉冲电路的输出电压在不同输入电压控制下，均具有良好的一致性，其中以30 Vpp输出电压控制条件下的输出电压一致性最为良好。

图10 32 通道脉冲电路不同输出电压一致性Fig.10 Consistency of different output voltages in 32 channel pulse circuit

根据表2，将32通道脉冲电路输出信号的频率、占空比数值绘制成散点图，并进行一致性分析，散点分布如图11所示。

由表2及图11(a)可知，理论3 MHz 输出频率条件下，实际输出频率最大误差为0.087 MHz，残差平方和为0.04314。由表2及图11(b)可知，理论53%输出占空比条件下，实际输出占空比最大误差为0.11%，残差平方和为0.06607，其中存在的误差主要来自硬件电路设计过程中元器件参数误差、导线长度一致性误差以及编程过程中存在的微小误差等，误差大小在允许范围内，综上分析可知，32通道脉冲电路输出信号的频率、占空比具有良好的一致性。

图11 32 通道脉冲电路频率、占空比一致性Fig.11 Consistency of frequency and duty cycle of 32 channel pulse circuit

对跨阻放大电路的接收性能进行测试，利用HAS4101 功率放大器设备，发射幅值为20 Vpp、频率为3 MHz、占空比为53%、脉冲个数为5 个的方波脉冲信号激励CMUT1 器件发射超声波，利用CMUT2 器件连接电路板上的跨阻放大电路接收回波信号，单个通道的收发信号如图12所示，CMUT器件如图17(d)所示。

图12 CMUT1-CMUT2 测试系统收发信号Fig.12 Receiving and transmitting signals of CMUT1-CMUT2 test system

由图12可知，跨阻放大电路可以实现CMUT器件输出的微弱电流信号的检测，且能够输出良好的电压信号，验证了CMUT器件配电方式及参数设置的正确性。对32 通道跨阻放大电路的各个通道依次进行回波信号接收测试，并记录32通道跨阻放大电路的输出电压，绘制成表3。

表3 32 通道接收信号测试结果Table 3 32channel received signal test results

根据表3，将32 通道跨阻放大电路的输出信号幅值绘制散点图，并进行一致性分析，散点分布如图13所示。

由表3及图13可知，32通道接收信号幅值的平均值为4.06 Vpp，与平均值进行比较，输出电压幅值最大误差为−0.56 Vpp，残差平方和为1.132088。在将发射条件、换能器器件在测试时所引起的误差纳入考虑范围内时，32通道跨阻放大电路的一致性较好。

图13 32 通道跨阻放大电路信号一致性Fig.13 Signal consistency of 32 channel transimpedance amplifier

3.2 系统测试

在实验条件允许范围内，利用CMUT换能器发射超声信号，标准压电换能器接收超声信号，并利用公式(4)对CMUT 换能器的发送电压响应进行测试：

式(4)中：Sv为发射灵敏度，dB；us为标准压电换能器接收电压幅值，V；uf为CMUT 换能器激励电压幅值，V；M0为标准压电换能器不同频率下的接收灵敏度，dB；l为CMUT 换能器与标准压电换能器之间距离，m。

在实验条件允许范围内，利用一个标准压电换能器发射超声信号，另一个标准压电换能器与CMUT 换能器接收超声信号，将接收信号进行对比，并利用公式(5)对CMUT 换能器的接收灵敏度进行测试：

式(5)中：Mx为接收灵敏度，dB；ux为CMUT 换能器接收电压幅值，V；u0为标准压电换能器接收电压幅值，V；M0为接收端标准压电换能器不同频率下的接收灵敏度，dB；l1为两个标准压电换能器之间距离，m；l2为CMUT 换能器与发射端标准压电换能器之间距离，m。

考虑到实验条件的局限性，通过搭建测试平台，对系统的模拟收发信号进行测试。将电路板与CMUT 器件连接，利用电路板为CMUT 器件提供预设参数幅值为20 Vpp、频率为3 MHz、占空比为53%、脉冲个数为5 的方波脉冲信号，激励CMUT器件发射超声波。在CMUT 器件前方放置障碍物，前置障碍物将超声波进行反射，再利用CMUT器件接收反射回来的超声波，完成CMUT 器件的自发自收测试。CMUT 器件与障碍物之间相距10 cm，系统测试平台如图14所示，系统收发测试信号如图15所示。利用示波器快速傅里叶变换功能，对图15中CMUT 换能器的接收信号进行频谱分析，设置傅里叶变换中心频率为2.87 MHz，对2 MHz分辨率带宽下的接收信号进行傅里叶变换，记录−6 dB 的CMUT 器件带宽数据，测试结果如图16所示。FPGA 控制电路、脉冲电路、跨阻接收电路局部电路图如图17所示，测试时所使用的CMUT器件如图17(d)所示，其中左侧为CMUT1，右侧为CMUT2。

图14 系统测试平台Fig.14 System test platform

图15 收发测试信号Fig.15 Transceiver test signal

图16 带宽测试信号Fig.16 Bandwidth test signal

图17 电路局部图及CMUT 器件Fig.17 Local circuit diagram and CMUT device

3.3 结果分析

超声波在水中的传播速度v=1500 m/s，CMUT1 器件距障碍物距离L=10 cm，根据距离公式t=2L/v，可知发射波与回波之间的时间差∆t1=133.3 µs，由图15可知，实际测量值∆t2=136.6 µs，与理论值相差较小，误差在允许范围内，可以证明其为回波信号，且回波信号经过10k倍数放大后，回波信号的峰峰值在示波器上显示为2.7 Vpp，同时利用示波器可以读取到210 mVpp的噪声信号峰峰值，利用公式(6)将回波信号峰峰值换算为有效值：

式(6)中：Vm为回波信号峰峰值，Vpp；Vrms为回波信号有效值，V。经过换算，回波信号的有效值约为0.955 V。在假定噪声信号满足高斯分布随机噪声的前提下，噪声信号的峰峰值与有效值之间满足Vnp=6Vnrms，其中：Vnp为噪声信号峰峰值，Vpp；Vnrms为噪声信号有效值，V。经过计算得到，噪声信号的有效值为0.035 V。根据计算得到的回波信号有效值为0.955 V，噪声信号有效值为0.035 V，利用公式(7)对输出信号信噪比进行粗略计算：

式(7)中：SNR为信噪比，dB；Vs为输出信号有效值，V；Vn为噪声信号有效值，V。根据公式(7)，计算可得信噪比约为28.7 dB，考虑到系统设计仍处于实验室阶段，信噪比指标在可接受范围内。由图16可知，经过傅里叶变换，CMUT 器件的中心频率为2.98 MHz，−6 dB带宽为760 kHz，测试得到的中心频率与通过polytec 设备测试得到的CMUT器件的中心频率基本一致，带宽变窄主要是由于器件做过防水处理，使得器件表面有一层5 µm厚的parylene薄膜。实验验证了CMUT 具有良好的超声波发射和接收性能，验证了收发电路可以实现脉冲信号产生、脉冲信号控制以及电流信号检测功能，同时验证了收发电路可以实现控制CMUT 器件发射接收超声波信号，进行CMUT 器件自发自收测试，并对CMUT 器件的带宽进行测试。经过实验验证，电路板的32 通道信号收发具有良好的一致性。再结合多阵元测试方式以及后续的算法，可以实现超声成像。

4 结论

本文设计的32 通道收发一体电路，可以结合CMUT 器件进行自发自收测试。实验结果表明，设计的32 通道收发一体电路，可以驱动32 个CMUT阵元，检测其回波信号，对CMUT 器件的带宽进行测试。电路可用于面向CMUT 阵列的超声成像系统数据的采集，同时结合后续的成像算法，可以实现超声成像，对超声成像前端硬件电路的制作具有良好的推动意义。