低电流纹波双向CLLC变换器的研究

李小文，江良星 ，王华云，王长坤 ，查海涛

（1.国网南昌市昌北供电公司，江西 南昌 330063；2.南昌航空大学信息工程学院，江西 南昌 330063；3.国网江西省电力有限公司电力科学研究院，江西 南昌 330063；4.国网江西电力有限公司柘林水电厂，江西 永修 330300）

随着智能电网、太阳能供电系统等配电设备的不断发展以及不间断电源、电动汽车的广泛应用，直流充电设备必须具备使能量双向流动的功能才能满足上述应用场合[1]。与采用两套单向DC-DC变换器反并联来实现能量双向流动的方案相比，双向DC-DC变换器可以减少元件器的数量，具有成本低、功率密度高等优势，在未来具有广泛的应用前景[2]。为了进一步提升双向DC-DC变换器工作效率，软开关拓扑尤其是LLC谐振型变换器以自然软开关的特点受到越来越多的关注[3]。通过实现对原边开关管零电压开通和副边整流管零电流关断，LLC谐振型变换器可以大幅降低开关损耗。如何将软开关技术应用到双向DC-DC变换器之中已经成为当前的研究重点[4-6]。

文献[7]提出一种双向LLC变换器，但是反向运行时无法实现副边零电流关断（zero current switch，ZCS），且直流增益小于1，只能用于降压模式。文献[8-9]提出了一种对称结构的双向CLLLC谐振变换器，实现了双向软开关和升降压，但是增加了副边谐振电容和电感，降低了功率密度。文献[10]提出了一种双向CLLC谐振变换器，该拓扑不仅保持了双向CLLLC谐振变换器的全部优势，由于副边只有一个谐振电容，从而提高了功率密度且成本更低。

为了降低输出滤波电容的使用数量，本文结合双向CLLC拓扑的软开关优势和三相交错并联技术特点，提出一种星型连接的三相型双向CLLC变换器，具体拓扑如图1a所示。与传统三相直接交错并联拓扑（图1b）相比，该拓扑开关管和变换器出脚数量减少了一半，使得功率密度得到进一步提高，克服了单相CLLC输出纹波电流较大的缺点[11-12]。

图1 双向CLLC变换器拓扑图Fig.1 Topology diagram of bidirectional CLLC converter

本文首先描述了星型连接的三相型双向CLLC变换器的工作原理，通过基波分析法对其电压特性进行研究，详细分析了各谐振参数对电压增益的影响，最后通过仿真和实验验证了该拓扑结构的可行性和有效性。

1 主拓扑结构

图1a星型连接的三相型双向CLLC变换器拓扑中的Q1～Q6与Q7～Q12分别构成了一个全桥变换器。正向工作时，Q1～Q6侧工作在三相逆变模式，Q7～Q12侧则工作在三相整流模式。反向工作时，Q7～Q12侧工作在三相逆变模式，Q1～Q6侧则工作在三相整流模式。Cr1～Cr3和 C1～C3是谐振电容；L1～L3是谐振电感；Lm1～Lm3是励磁电感；CQ1～CQ12和DQ1～DQ12分别是Q1～Q12的结电容和反并二极管。

2 工作过程分析

星型连接的三相型双向CLLC变换器正向运行时一个开关周期可以分为12个模态，由于前后半个周期具有对称性，所以只对前半个周期中的6个模态作具体分析，各运行模态等效电路图如图2所示。

图2 正向运行时的各模态图Fig.2 Modal diagrams in forward operation

三相交错依次移相120°导通，理论工作波形图如图3所示。

图3 变换器主要工作波形图Fig.3 Main working waveforms of the converter

模态 1[t0—t1]：Q4，Q5导通。A相进入死区时间，电流ia以正弦形式增大，同步管Q7导通，励磁电感Lm1被输出电压钳位。谐振电流ir1对结电容CQ2充电，对结电容CQ1放电，为开关管Q1零电压导通（zero voltage switch，ZVS）提供了条件。对于B相，电流ib以正弦形式反向增大，同步管Q10导通，励磁电感Lm2被输出电压钳位。对于C相，电流ic以正弦形式减小，同步管Q11导通，励磁电感Lm3被输出电压钳位。

模态2[t1—t2]：Q4，Q5导通；t1时刻，Q1实现ZVS导通。对于A相，电流ia以正弦形式继续增大，同步管Q7导通，励磁电感Lm1被输出电压钳位。对于B相，电流ib以正弦形式变化，同步管Q10导通，励磁电感Lm2被输出电压钳位。对于C相，电流ic以正弦形式减小，同步管Q11导通，励磁电感Lm3被输出电压钳位，当ic减小到零时，Q5关断。

模态3[t2—t3]：Q1，Q4导通。对于A相，电流ia以正弦形式继续增大，同步管Q7导通，励磁电感Lm1被输出电压钳位。对于B相，电流ib以正弦形式反向减小，同步管Q10导通，励磁电感Lm2被输出电压钳位。C相进入死区时间，电流ic以正弦形式反向增大，同步管Q12导通，励磁电感Lm3被输出电压钳位。谐振电流ir3对结电容CQ5充电，对结电容CQ6放电，这为开关管Q6的ZVS导通提供了条件。

模态 4[t3—t4]：Q1，Q4导通；t3时刻，Q6实现ZVS导通。对于A相，电流ia以正弦形式变化，同步管Q7导通，励磁电感Lm1被输出电压钳位。对于B相，同步管Q10导通，励磁电感Lm2被输出电压钳位。电流ib以正弦形式反向减小，当ib减小到零时，Q4关断。对于C相，电流ic以正弦形式反向继续增大，同步管Q12导通，励磁电感Lm3被输出电压钳位。

模态5[t4—t5]：Q1，Q6导通；对于A相，电流ia以正弦形式减小，同步管Q7导通，励磁电感Lm1被输出电压钳位。B相进入死区时间，电流ib以正弦形式增大，同步管Q9导通，励磁电感Lm2被输出电压钳位。谐振电流ir2对结电容CQ4充电，对结电容CQ3放电，这为开关管Q3的ZVS导通提供了条件。对于C相，电流ic以正弦形式反向继续增大，同步管Q12导通，励磁电感Lm3被输出电压钳位。

模态 6[t5—t6]：Q1，Q6导通；t5时刻，Q3实现ZVS导通。对于A相，同步管Q7导通，励磁电感Lm1被输出电压钳位。电流ia以正弦形式减小，当ia减小到零时，Q1关断。对于B相，电流ib以正弦形式继续增大，同步管Q9导通，励磁电感Lm2被输出电压钳位。对于C相，电流ic以正弦形式变化，同步管Q12导通，励磁电感Lm3被输出电压钳位。

3 增益特性分析

3.1 正向运行时增益特性分析

正向运行时采用基波分量法对一相电路进行分析。为了简化计算，全文令变压器变比n为1，将副边电容等效到原边，则星型连接的三相型双向CLLC变换器正向运行时的基波等效电路如图4所示。

图4 正向运行时的基波等效模型Fig.4 Fundamental equivalent model for forward operation

由上式可得CLLC谐振变换器的直流增益曲线如图5所示。由图5可以看出，随着Q值的不断减小（负载越轻），变换器工作频率范围变宽，同时最大直流增益增大。另一方面，Q值与原边电流成反比，为了降低系统损耗，应当增大Q值。因此在保证变换器的调压能力和实现软开关的前提下，应选用大的Q值。随着开关频率的不断增大，正向运行时直流增益先增大后减小。当开关角频率等于ω1时，原边谐振元件发生串联谐振，由于副边谐振电容的影响，Q值越小增益越大。

图5 正向运行时的直流增益随Q值变化曲线族Fig.5 Voltage gain with Q value curves family in forward operation

同理，可以绘制出直流增益在不同k值下的曲线族，如图6所示。由图6可知：当Q值确定时，k值越大，对应的最大直流增益越小，频率需要变换较大范围时，才能达到所需的直流增益，因此降低了变换器的调节性能。k值定义为Lm1与L1的比值，当k值越小时，则对应的励磁电感值Lm1越小，而减小Lm1会使励磁电感的峰值增大，最终增加了开关管的导通损耗。

图6 正向运行时电压增益随k值变化曲线族Fig.6 Family of voltage gains with k value in forward operation

3.2 反向运行时增益特性分析

反向运行时的基波等效模型如图7所示。

图7 反向运行时的基波等效模型Fig.7 Fundamental equivalent model for reverse operation

根据式（8）绘制了变换器的反向直流增益曲线，如图8所示。

图8 反向运行时的电压增益随Q值变化曲线族Fig.8 Voltage gain with Q value curves family in reverse operation

由图8可得，变换器处于反向运行时，直流增益的变化趋势与正向运行时类似。反向高频谐振点增益大于1，同时增益曲线都相交于一点。Q值越大，则最大直流增益较小；当Q值减小时，直流增益会出现两个增益波峰，不利于系统闭环控制。

令C1，Cr1和L1共同谐振时的谐振角频率为

令反向谐振频率ωr1与ωeq的比值为

由式（11）绘制比值y随k变化的曲线族，如图9所示。由图9可知，随着g和k值的增大，y值会逐渐趋近于1，即变换器反向谐振频率近似等于三个谐振元件共同谐振时的谐振频率。

图9 y值随k值变化的曲线族Fig.9 Curves family with y value changing with k value

增益随g和ωn变化的曲面图如图10所示。在频率较低范围内增益出现一定波动，但随着频率的增大，增益逐渐趋于平缓，表明g值变化对增益影响较小。

图10 增益随g和ωn变化的曲面图Fig.10 Surface plot of gain varying with g and ωn

4 仿真分析

首先，通过Simulink搭建仿真模型进行仿真验证。具体仿真参数如下所示：谐振电感Lr=12 μH；励磁电感Lm=80 μH；谐振电容C1=328 nF，Cr1=500 nF；滤波电容450 μF；开关频率Fs范围60～100 kHz；死区时间 200 ns；输入电压350 V；输出电压350～400 V。

图11、图12分别为变换器正向和反向运行时的驱动电压的放大波形与MOS管DS电压。在驱动电压为高电平之前，DS电压已经下降为零，即实现了原边ZVS。二极管电流自然下降为零，即副边实现了ZCS关断。

图11 正向运行时的电压电流仿真波形Fig.11 Voltage and current simulation waveforms in forward operation

图12 反向运行时的电压电流仿真波形Fig.12 Voltageandcurrentsimulationwaveformsinreverseoperation

由图13可知，输出电流Io在13～14.8 A之间波动，变换器输出电流纹波已大幅降低，因此可以降低对应的滤波电容数量。

图13 副边输出电流仿真波形Fig.13 Secondary side output current simulation waveforms

5 实验验证

根据上述仿真参数，研制了一台功率为2 kW的星型连接的三相型双向CLLC变换器样机，如图14所示。其中正向工作频率为80 kHz；反向工作频率为120 kHz；输入电压240 V。

图14 双向CLLC变换器实验样机Fig.14 Experimental prototype of a bidirectional CLLC converter

如图15所示，正向运行在高频谐振点附近时输出电压220 V，增益略小于1，谐振电流近似于正弦波符合理论分析，同时谐振电流滞后于驱动电压，实现了ZVS导通。反向运行时波形如图16所示，输出电压达到了320 V，实现了较好的升压和软开关效果。

图15 正向运行时的电压电流实验波形Fig.15 Voltage and current experimental waveforms during forward operation

图16 反向运行时的电压电流实验波形Fig.16 Voltage and current experimental waveforms during reverse operation

如图17所示，副边三相电流对称，最大纹波电流ΔIc=0.8A，输出电流纹波大幅降低。

图17 副边输出电流实验波形Fig.17 Experimental waveforms of secondary side output current

6 结论

本文在单相LLC谐振变换器的基础上，提出一种原副边均星型连接的三相型双向CLLC变换器，并采用基波分析法对该变换器的增益特性进行了详细分析。通过搭建仿真和实验验证得出结论：所提变换器除了具备单相LLC谐振变换器的全部优点外，不仅能实现双向运行，还能大幅降低输出电流纹波，且相间实现良好的均流效果。